ivanov-ciganov2 (558065), страница 49
Текст из файла (страница 49)
Поскольку при переключении транзистора в цепь его базы включают ограничительные сопротивления, генератор управляющих импульсов практически всегда становится источником тока. Ток коллектора транзистора также начинает нарастать, следуя за изменениями тока /, (рис. 11.4, б): — — (] Е т) а напряжение на коллекторе из-за падения напряжения на внешней нагрузке уменьшается (рис. 11.4, в).
Когда напряжение и„, будет равным (/, напряжение на диоде Д, станет равным нулю и при дальнейшем увеличении тока р/, диод Д, откроется. Из-за этого ток нагрузки перестанет следовать за током Я, и транзистор окажется в режиме насыщения. Обычно ток базы /в выбирается ббльшим тока 1 /р. На рис. 11.1, б ток 1 /р = /еи Кратностью включающего тока базы называют отношение (11.б) й =Ив+/1 Если /з+ есть 1сь то йт = /а,/1еи Таким образом, в процессе нарастания ток коллектора открывающегося транзистора стремится к величине б/ат, но прн достижении значения / его нарастание заканчивается, так как нагрузка транзистора ограничивает его дальнейший рост (рис.
11.4, б). Поскольку за время включения Т,„, ток /„достигает величины 1„„-/г+ ф/Й~), то, подставив / = Т „и 1„= /„„в (11.4) и решив полученное уравнение, найдем Т~=' Т„, =т, 1п йг/(й, — 1). (11.б) Чем больше кратность включающего тока, тем быстрее включается транзистор. Однако при больших кратностях включающего тока замедляется выключение транзистора, а также в некоторых схемах могут возникать дополнительные броски тока при коммутации. При отключении транзистора (/) 1,) ток базы меняется скачком от значения /а, до значения 1~ . Управляющий ток прн этом спадает по закону / П Питт 1 С1 е П гтнт ) (11.
7) т. е. плавно уменьшается, начиная от значения /ат и стремясь к значению /а . В началс процесса отключения, пока ток /, больше, чем ток 1, /р, транзистор все еще находится в состоянии насыщения и ток его коллектора остается практически равным 1„„. Только когда ток /, станет меньше величины 1,/р =- /~ /й„напряжение на коллекторе станет больше (/„„, диод Дт запрется, транзистор окажется в активном режиме и ток коллектора начнет уменьшаться, следуя за управляющим током /„ Этот процесс спдда тока транзистора яа рнс. 11.4, б занимает интервал Т,.
На интервале Т, происходит рассасывание заряда неосновных носителей в базе транзистора. Определить время рассасывания легко из условия / е ш л'~т / (1 цч 'п~т) — / фр (11 8) что дает Т, =- Тр = 1з — (з = т» 1п ((йт+ Фз)l(1+ Азу (! 1.9) Здесь й, =- 7, (1/7 — кратность выключающего тока базы.
Спад токов 1, и 1, продолжается до тех пор, пока управляющий ток 1, остается больше нуля. По достижении током 1, нулевого значения эмиттерный переход (диод Д, на эквивалентной схеме) запирается н транзистор оказывается в режиме отсечки.
Время спада коллекторного тока найдем из условия 1,(14) = О, что дает Тз — — Т,„т,!п[(в +1)Щ. (11.10) Полное время отключения транзистора равно сумме времени рассасывания иеосиовиых носителей и времени спада: Т~„=Т,+Т,„=т„1п((й,+ Юй,). (11.11) Импульс напряжения, получившийся на внешней омической нагрузке транзистора, не повторяет по своей форме импульсы базового тока, а соответствует току коллектора. Отличие заметно ие только в крутизне фронтов спада и нарастания, но и в длительности импульсов. Импульс коллекторного тока иа время Тг длиннее отпираюшего импульса базового тока.
Соответственно интервал между импульсами коллекторного тока на время рассасывания меньше, чем длительность запирающих транзистор импульсов базового тока. Увеличение кратности включающего тока уменьшает время включения транзистора, но вместе с тем приводит к росту времени рассасывания заряда неосновных носителей в базе. Оно благоприятно сказываетсв на уменьшении времени рассасывания и спада коллекторного тока. В том случае, когда основной интерес представляет получение импульсов коллекториого тока с крутыми фронтами, выбирают кратность включающих и кратность выключающих импульсов базового тока равными и значительно большими единицы.
У ряда транзисторов, например у ГТ905, малое сопротивление промежутка коллектор— змиттер получается при кратности включающего тока, большей десяти. Лля уверенного и глубокого насыщения транзистора-ключа управляющее напряжение и сопротивление резистора в цепи базы выбирается таким, что амплитуда базового тока получается в я, раз большей того значения, которое обеспечивает переход транзистора в состояние насыщения при заданном значении тока коллектора и минимальном значении коэффициента усиления по току транзистора. Пусть ток коллектора, который должен пропустить насыщенный транзистор, равен /„,.
Тогда амплитуда импульса базового тока должна быть равна / = й,/„„/~ ы. Для транзистора с коэффициентом усиления по току кратность отпирающих импульсов тока (степень насыщения) будет другой. Назовем ее фактической — Ф,„. Она всегда больше й„так как й, = й,()/~ м.
Поскольку разброс коэффициентов усиления по току у современных транзисторов достигает трех — шести раз, то фактическая степень насыщения может быть в шесть раз больше й,. Если й, = = 1,3, то Ф, достигает восьми, а при й = !О й, ~ 60. В ряде импульсных схем (сгабилизаторов й преобразователей) высокая фактическая степень насыщения приводит к увеличению потерь мощности в транзисторе, возникающих при его переключении из состояния отсечки в состояние насыщения и обратно. Помимо этих потерь мощности, называемых коммутационными, в транзисторе-ключе теряется некоторая мощность и в том случае, когда он находится в состояниях насьпцения и отсечки. Энергия, выделяющаяся в насыщенном транзисторе, пропорциональна квадрату протекающего через него тока: А 1~цг (Т + Тр) (11. 12) где ҄— длительность открывающих транзистор импульсов. Через запертый транзистор течет неуправляемый ток коллектора 1„м который до 'сих пор не учитывался ввиду его малости в сравнении с током 1„„.
За время паузы длительностью 6 = Т вЂ” ҄— Т„,„этот ток приведет к рассеиванию в транзисторе энерГии (11.13) Здесь Е,зр — напряжение, приложенное к запертому транзистору, которое в некоторых схемах отлично от напряженна источника коллекторного питания. В схеме рис. 11.1, а Е,ар = Е. Энергия, соответствующая коммутационным потерям в транзисторе, может быть подсчитана по общему определению: г,„, ~а+ г А„,„„= $ 1, (Х) и„, (Х) г(! + $ 1„(1) и„(1) й. (11.14) з ь Вычислить интегралы, стоящие в правой части (11.14), для токов и напряжений, существующих в схеме рис.
!!.1, а, нетрудно. Однако практической пенности полученный при этом результат иметь не будет, так как в реальных схемах транзистор работает не иа омическую нагрузку, а на фильтр, содержащий реактивные и нелинейные элементы. Из-за этого напряжение на транзисторе во время коммутационных процессов будет меняться не так, как показано на рис. 11.4, в. Поэтому величина коммутационных потерь зависит от вида нагрузки, на которую работает транзистор. После рассмотрения коммутационных процессов в стабилизаторе будет подсчитана энергия, выделяющаяся при этом в транзисторе.
Сейчас же ограничимся только общим выражением (11.14). Полная мощность потерь в транзисторе, работающем в ключевом режиме, Р, =-А~Т=(А„+А„,+А,„„„УТ. (11.! 5) Если коммутационные импульсы базового тока имеют не идеальные рронты, а наклонные, то время включения, время рассасывания а время запирания возрастают. Однако если длительность фронтов коммутирующих импульсов меньше одной десятой от постоянной времени транзистора, то процессы запирания и отпирания практически гакие же, как и при идеальном импульсе, й 1т.2. Силовая цепь импульсного стабилизатора с последовательным включением дросселя Рассмотрим основные процессы в силовой цепи импульсного стабилизатора.
Чтобы отвлечься от коммутационных процессов, примем транзистор и диод действующими мгновенно, т. е. и, и т, положим равными нулю. Схема управления транзистором-ключом пусть будет такова, что период повторения открывакнцнх транзистор импульсов Т постоянен, а меняется их длительность, т.
е. управлвющие импульсы в зависимости эт величины выходного напряжения модулируются по ширине (ШИМ) и/ йг т-в т гт-в гт Рис. 11.5 В импульсном стабилизаторе с широтно-импульсной модуляцией (рис. 11.5, а) пульсации выходного напряжения (/ очень малы. Поэтому при определении токов заряда 1', и разряда (и (рис. 11.5, г) дросселя можно считать напряжение на конденсаторе С постоянным и равным (/,. В атом случае эквивалентные схемы зарядки и разрядки дросселя примут вид рис.
11.5, б, в. Если выходное сопротивление источника стабилизируемого напряжения г„мало, а сопротивление насыщенного транзистора т„и открытого разрядного диода и, равны, то схемы рис. 11.5, б, и повторяют схемы зарядки и разрядки дросселя в выпрямителе напряжения прямоугольной формы (см. Рнс. 7.12, а, б). Следовательно, токи Ц1) и 1 (1) будут определяться выражениями (7.37), а выходное напряжение 1/и — формулой (7.39). Под сопротив- йа с да лением г следует в данном случае понимать сумму сопротивлений обмотки дросселя г,р и открытого диода г, =- г„, а Е„,р принять равным нулю.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
