ivanov-ciganov2 (558065), страница 47
Текст из файла (страница 47)
10.25, б. На основе этой эквивалентной схемы изменение выходного напряжения может быть найдено из операторного уравнения 5(1 (р) =- бТ (п)11 у;„,„(р) + пС„1, (10.70) где И/ (р) и И (р) — изображения изменений выходного напряжения и токз нагрузки; 1; (р) — операторная выходная проводимость ста билизатора. Рассмотрим пример анализа переходных процессов в стабилизаторе.
Для этого определим характер процесса установления тока нагрузки в стабилизаторе с последовательным включением силового транзистора (см. рис. 10.13). Статическая выходная проводимость такого стабилизатора 1ранее была определена выражением (10;51)): (1+5) (1+1ч»ь,л',1 йхч|л»+1 —;+.,+1ж;, -г«+,+1~Ь('+"") Второй вариант приведенной формулы удобен для того, чтобы перейти к операторной выходной проводимости. При этом переходе следует учесть, что проводимость д, в эквивалентной схеме транзистора силовой цепи шунтирована емкостью С„ определяюшей инерционность транзистора.
Ток выходного генератора й,Щ, в р раз превышает ту часть входного тока, которая протекает по проводимости д'„ а часть входного тока, протекающая через емкость С, транзистора, не усиливается. Это и учитывается в выражении ~д„которое при замеяе д, на у, =- д, + РС, не.
должно меняться. Помимо инерционности транзистора в исследуемой схеме учтем инерционность усилителя. В первом приближении влияние корректируюшего конденсатора С, (см. рис. 10.24) на показатели усилителя можно учесть путем введения постоянной времени т, пропорциональной емкости конденсатора С„в операторный коэффициент передачи, т. е. принять А (р) =йу/(1 +рту). (10.71) Подставив у, (р) вместо д, и йу (р) вместо /гу в равенство (10.51), получим операторную выходную проводимость стабилизатора У, „(р) = 6„,„(1+арт,) (1+ рту//у)/(1+рт )(1+ рт,). (10.72) Здесь т, = С, («э + «, )/(1+ д; («э + «, )) — постоянная времени транзистора; а = 11 + д;(У«э + «,у))/((1 + ~)д, («э + у;у)) ( 1 — коэффициент, /у =- 1 4 /у'у/ууу1/, — коэффициент усиления.
Операторное уравнение, описывающее поведение стабилизатора, в данном случае примет вид а/ (р) (! +Рту) (! +Рту) . 6, „(!+арт,)((+Рту®+Рт,((+Рт,)(! ( „т„)' ( ° ) где т, = С„/б,„„— постоянная времени стабилизатора. Характер переходных процессов определяется корнями характеристического уравнения (1 + арт,) (1 + Рт~//У) + Рт, (1 + рт ) (1 + рт ) — - О. (10.74) Проведем анализ в упрощенном варианте, приняв а = О. Тогда характеристическое уравнение примет вид 1+Р(ту/й+'г()+Р ту(ту+ту)+Р'тсттту=О.
(10.76) Оно имеет третью степень комплексной переменной р. Для уравнении третьей степени условия устойчивости, т. е. условия получения корней с отрицательной действительной частью, заключаются в том, чтобы, во-первых, все коэффициенты были положительны и, во-вторых„ произведение коэффициентов, стояших при переменной р в первой и во второй степенях, было больше произведения коэффициентов, стоящих при переменной р в третьей и нулевой степенях. Первое условие в данном случае выполняется всегда, а второе ту с (ту//у+т )т (т + гу) (10.76) может нарушаться.. Будем считать, что варьируемыми параметрами являются постоянпые времени т, и ту и найдем из (10.76) их соотношение, определяюшее устойчииость стабилизатора: т,/г,) (т,/т,) 11/(1+т,/т,) — 1/а1 (10.77) При малой емкости конденсатора С„, шунтирующего выход стабилизатора, условие (10.77) может не выполняться, так как величина постоянной времени т, получается малой.
для устойчивости стабили- затора необходимо при положительной правой части (10.77) выбрать емкость конденсатора С„больше некоторой критической величины. Можно поступить и. иначе. Изменяя емкость конденсатора С„ получить такое значение постоянной времени т„, что правая часть (10.77) станет равной нулю или даже отрицательной. В этом случае условие устойчивости будег выполняться при любой емкости конденсатора С„. Функция отношения двух постоянных времени т /т„стоящая в правой части (10.77), увеличивается при росте отношения т /т, от нуля до т„/т., = )% Дальнейший рост отношения т /т, приводит к уменьшению правой части и при т„/т, = А — 1 она становится рав- ной нулю. При гт/г, -.. й — 1 лпзл„ правая часгь отрицательна.
Следовательно, выбор емкости конденсатора по условию т„/т, = й — 1 й (10 78) приводит к построению стабилизатора, который в рамках принятой модели не нозбуждается даже при С„= О. Рис. 10.26 Переходный процесс в стаби- лизаторе прн этом может быть как колебательным (кривая 2 на рис. 10.26), так и апериодическим (кривая 1). Определив корни характеристического уравнения при наложении условия (10.78), получим р — !/н р, — [! — !'Т вЂ” 4 ~!, .ы. (!0.79) Если г, ( 4т,й, то переходный процесс будет колебательным, так как среди корней характеристического уравнения имеются комплексно-сопряженные.
Если же т, ) 4т„й, то все корни — действительные числа и переходный процесс апериодический. Следовательно, выбрав С„и С, соответствующим образом, можно получить апериодический переходный процесс в стабилизаторе. При колебательном переходном процессе велики динамические нестабильности. Определение переходных характеристик в процессе проектирования стабилизаторов производится на основе более сложных моделей усилителей. $ т0.7. Транзисторные фильтры Благодаря малым габаритам и хорошим характеристикам транзисторные стабилизаторы стали применять вместо громоздких ЕС-фильтров для сглаживания пульсаций. Нестабильность по входному напряжению даже у простейшего транзисторного стабилизатора достаточно мала и для напряжения пульсаций он эквивалентен фильтрующей цепочке с очень большим произведением 1.С.
Если от источника питания не требуется постоянного выходного напряжения„а пульсации должны быть малы, то можно включить в его состав стабилизатор, заменив в последнем опорный стабнлитрон конден- батором (рис. 10.27), емкость которого во всей области частот сглажй* ваемых пульсаций обеспечивает малое сопротивление переменным составляющим тока. Вели дли лУчшего сглаживаниЯ пУльсаций в такой схеме пРименить усиление в цепи обратной связи, то этот усилитель не обязательно должен быть усилителем постоянного тока. Применение усилителя с переходными конденсаторами между каскадами значительно упрощает их стыковку и позволяет получить с помощью простых схем хорошие показатели. Недостатком транзисторных фильтров выходе отфильтрованное напряжение и (/) всегда меньше минимального входного напряжения (рис.
10.27, б). Разница между е„ы = Е, — Ле„„и и (/) определяет минимальное напряжение кол- и й/ лектор — база силового транзистора фильтра. Резисторы с проводимостями б, и 6, г/г/ ф делят входное напряжение фильтра до ве- с личины (/м причем + (/з Ео — Мпво — (/,а ~ы. (10.80) Ф $ Конденсатор С, емкость которого должна быть выбрана из условия С/(б, + бэ) ь Т, (10.81) где Т вЂ” период сглаживаемых пульсаций, обеспечивает на базе малое переменное напряжение (/з 4Е6Д6, + бз)Д1 +/ыС/(6, + 6,)).
Рис. 10.27 (10.82) Напряжение на нагрузке и (/) практически повторяет напряжение на базе транзистора и получается с малыми пульсациямй, т. е. почти постоянным. Недостатком приведенной схемы транзисторного фильтра является то, что конденсатор С должен быть с большой емкостью. Объясняется зто малой величиной сопротивления резистора /1г = 1/б„ падение напряжения на котором примерно а (/) — и (/) и по величине мало.
Поэтому для выполнения неравенства (10.81) и необходима большая емкость конденсатора. Хорошие показатели имеет транзисторный'фильтр, состоящий из двух транзисторов (рис. 10.28, а, б). В ием транзистор Т,, являясь стабилизатором тока, обеспечивает малые пульсации напряжения на конденсаторе С даже при небольшой разнице в напряжениях Ен (/. Расчет показателей фильтра можно провести по тому же методу, что и показателей стабилизатора.
Так, представив базовую цепь стабилизатора (см. рис. 10.27, а) двухполюсником, получим эквивалентную схему рис. 10.29, повторяющую по начертанию схему силовой цепи стабилизатора. Коэффициент /у, (/а) и сопротивле. «не Й, на основе теоремы об эквивалентном генераторе соответ:твенно равны: /у, (/а«) = 6,/(6«+ 6, +/а«С) = [6«/(6«+ ба)1/(1+ /а«С/6,), (10.83) ба= 1/На= ба+ба (10.84) Отношение комплексных амплитуд изменений выходного 1/ и «ходного Е напряжений определится для данной схемы так же, «ак и коэффициент нестабильности для схемы стабилизатора, приведенной на рис.
10.11. Поэтому, записав Я (/ =Ма«Е +й,„Е, Е // = Е [йа+Иа /(/(/«а)а«( (10.85) где /аа«и /«в, — коэффициенты не- С стабильности, определенные ранее выражениями (10.33) и (10.35), д/ Рис. 10.2З Рис. !0.29 юлучим коэффициент сглаживания пульсаций транзисторным [«ильтром: / = (/ Е-/(Е (/-) = [[1+ бе /(/ +(/аа/Щ [йа«+йааИ (/и«)Д-«. (1086) Поскольку во всех схемах Аа, <', 1, то первым слагаемым в послед-«ем сомножителе знаменателя можно пренебречь, что позволяет «вписать (а,(.6«(((.( С~.)а 0=а,(1+а „/1/и+С«„,/С«,1. Полученное выражение и есть решение поставленной задачи.
С его юмощью легко установить, что коэффициент сглаживания транзисторюго фильтра практически равен коэффициенту сглаживания фильтруощей цепочки, подающей напряжение на базу транзистора. 5 а0.8. а.табилизаторы тока с усилителями Для питания электровакуумных приборов со стабиль«ым постоянным магнитным полем (ЛБВ), для питания электромагниюв электронного микроскопа и других подобных устройств необхотимо стабилизировать не напряжение на нагрузке, а ток, протекающий «ерез спираль или обмотку электромагнита. Изложенные ранее принципы позволяют построить стабилизатор тока с усилителем по схеме рис.
10.30, в которой силовая цепь стабилизатора включена в цепь источника Е последовательно с нагрузкой и эталонным резистором Р,. Усилитель обратной связи подключен к резистору й, и таким образом схема, стабилизируя падение напряжения на эталонном резисторе, стабилизирует ток в нагрузке. Стабильность тока нагрузки во времени определяется в основном стабильностью сопротивления эталонного резистора и дрейфом усилителя. При изменении входного напряжения Е суммарное напряжение на нагрузке и эталонном резисторе изменится на тьма Ф М/ — йзуЛЕ, (10.88) где йа, определяется (10.52) как лш для стабилизатора напряжения.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
