ivanov-ciganov2 (558065), страница 43
Текст из файла (страница 43)
10.5 илн 10.8. Элементы преобразованной схемы и явияются элементами транзистора, заменяющего всю сложную схему. Приведем пример такого преобразования. Для -увеличения тока, отдаваемого стабилизатором в нагрузку, применяют параллельное соединение нескольких транзисторов в силовой цепи. Однако при задан- ных напряжениях эмиттер — коллектор и эмиттер — база токи транзисторов даже одной партии имеют значительные отклонения от средних значений.
Для уменьшения влияния разброса характеристик параллельно включенных транзисторов на равномерность распределения общего тока нагрузки приходится применять .~е г э, лт специальные меры. Самым распространенным способом выравнивания токов транзисторов является включение симметрирующих резисторов в эмиттервь ную или базовую цепь каждого транзистора. лтэг Более равномерное распределение получается, при включении резисторов Рис. 19.9 в эмиттерную цепь (рис. 10.9).
Поскольку подстройка сопротивлений симметрирующих резисторов весьма неудобна, целесообразно включать одинаковые резисторы в эмиттер каждого транзистора, и сопротивление их выбирать таким, чтобы обеспечить неравномерность распределения (разброс) коллекторных токов не хуже некоторой заданной величины. Такой способ, связан с ухудпением усилительных х 1" д — — ~, г д' свойств даже самых плохих из стоящих в схеме тран- 1 1 зисторов, но В силу просто- дии ~д вэ'.э=лт ты он получил широкое 1 распространение. Сначала сведем один из транзисторов со своим "6 д~ симметрнрующим резисто- 6 д ром к эквивалецтномутран- Рис.
19.10 зистору. Для этого в его эквивалентной схеме с сопротивлением Я, (рис. 10.10, а) выделим вспомогательный четырехполюсник, включающий в себя элементы у„)с„)11, н д"„,; у-параметры этого четырехполюсника получаются равными: 1+В а Ум=««««1 1 11 ( +Р 1, ) « тг«ди« 1+В (д+Ул + ) ' (1 «««д««« Ум ь««1 1 11 1+0«д« ~"'1+В (а +ба +а ) ' (10.19) Составив по найденным у-параметрам вспомогательного четырехполюсника моделирующую П-образную схему и включив ее на место этого четырехполюсника, получим схему рис. 10.10, б, которая соот- ветствует основной схеме транзистора рис. 10.5. Элементы схемы получаются следукяцими: Яэ йэ/[1+ (1 + Р) йвГЧ' йкб !СсйсквЫв/[1+ (1 + Р) йаэ/1с1' Р' = Р; а'.— а„/[1+(1+ Р) Я,а ). (10.20) Таким образом, эквивалентный транзистор имеет моделирующую схему в виде рис.
10.6 с элементами гбвп гб' Ыээ=й ' Рв=В Ккбв=-Ккб+йкб'*. К в=йкэ (10.21) Далее объединим и параллельно включенных транзисторов в один. При этом учтем, что включение симметрируюшнх резисторов превращает каждый из и параллельных транзисторов в мало отличакхцийся от других. Поэтому можно считать все и транзисторов одинаковыми, что упростит выкладки и результат станет очевидным. Дав элементам эквивалентной схемы, заменяющей л транзисторов, индекс «п», получим гби =гбв/па псэп =Йапэ .
Ри = Р йааби=йкбэла Иасап =па!капп (10.22) Найдем теперь соотношения, определяющие величины сопротивлений симметрируюших резисторов при заданном разбросе коллекторных токов нескольких параллельно включенных транзисторов, Приращение напряжения (/,б (см. рис. 10.9) в обшем случае неодинаково открывает транзисторы Т, и Т,. Прирост общего тока Ы распределится между ними неравномерно. Перегрузка одного из транзисторов возможна при максимальном приросте /!/.
Поэтому полагаем, что транзисторы открываются напряжением ЛУ,б полностью и через них протекает весь ток нагрузки /и, т. е. Ы = /„. Если пренебречь проводимостями б/„б, и г/„„, которые мало влияют на результат, то для б-го транзистора будем иметь: /м =(1+Р,) /„= Л(/„(1+ Р)/[г,+(1+ Р,) Л,+ 1/д„). (10.2З) Так .как входяшая. в это выражение проводимость я, зависит от тока эмиттера, а именно а„ж (1 + Р)26/'/„, и! оно определяет /„ в неявной форме. Преобразовав (10.23), получим /э! ( + Р!) Ф/эб — 26)/[гб+ (1 + Р!) Йс). (10 24) Для тока коллектора в ссютветствии с этим имеем / = Р, (л(/„— 26)/[гб+(1+ Р!) Я,). (10.25) Транзистор с большим значением Р будет иметь большой ток, а транзистор с наименьшим Р— минимальный.
Отношение максималь-. ного коллекторного тока к минимальному на основе (10.25) получится как капах Раааа б+( +Рви!и) /сс (10.26) /кпии Рап!п ! б+(!+Рспак) ~~с При К, = 0 разброс коллекторных токов равен разбросу коэффиниеитов Р, т; е. велик. При Я, = оо разброс коллекторных токов равен разбросу коэффипиентов а = 11/(1 + р), т. е. значительно меныпе. Таким образом, данная схема снмметрирования не может обеспечить разброса токов меньше а,„,„/а ы. Задавшись разбросом токов коллекторов, меньшим ~„,/Рмм н большим а,„/а ы, можно найти величину сопротивления симметрирующего резистора, обеспечивающего этот разброс: 'э р -/й ь — ' Рпюх гктпахlгвтп!и (10. 27) й 10.3. Расчет дифференциальных показателей линейных стабилизаторов 1Г Я а/ Рис. 10.11 лизаторов. Начнем с простейц1ей схемы стабилизатора напряжения рис. 1О.1, б.
Его эквивалентная схема представлена на ркс. 10.11, а. Ее можно упростить, уменьшив число независимых контуров. Ветви исследуемой цепи, содержащие источники ЬЕ, и ЬЕ„а также сопротивления )7, и гь можно представить в виде эквивалентного двухполюсника. Сделав это, получим схему рис. 10.11, б, в которой гм = = Л/( ю+ 1г) — гп Ф, = 1г/(0+ Л), 1Ут = к/(ю+ )() В этой более простой схеме выберем в качестве неизвестных следующие величины: изменение выходного напряжения И/, изменение напряжения на внутренней базе транзистора Л(/з; и приращение тока базы Ь/е Затем выразим токи, протекающие в ветвях схемы, через выбранные неизвестные.
Так, для тока, протекающего по проводимости д,т, использовав равенство нулю суммарного тока узла 3, получим Поскольку для небольших приращений напряжений и ' токов транзистрр можно заменить линейной эквивалентной схемой, расчет ди~Керенциальных показателей стабилизаторов сводится к расчету соотношений токов и напряжений в линейной цепи. Разберем методику расчета этих показателей на примере нескольких схем стаби- 1, = /к — рьс,Л[/б э — Л[/б,йс„а для тока, протекающего по проводи- МОСТИ дкб, ИСПОЛЬЗОВаВ аНаЛОГИЧНОЕ УСЛОВИЕ ДЛЯ УЗЛа Б, — 1„= = Л[/б'эьсэ Л[б. Теперь выберем три независимых контура. Пусть этими контурами будут те, которые отмечены линиями [, П и Ш на рис. 10.11, б. Запишем уравнения Кирхгофа для этих трех контуров: ЛЕ, = Л[/+ Є— (9+1) Либ,д,РЕ„„ ЛЕ1 — Фэ ЛЕэ Лк ЛЕЗ = (Л[/б эйсэ Лх б)/Ьскб Л~с б (~ 6 + гсэ)э (10 20) [с[, ЛЕ,-[- Лбк ЛЕ, = Л[/+ Л[/б э+ Л/б (гб + гс,).
Из этой системы определим только одно интересующее нас неизвестное — Л [/: Л[/ ЛЕ (кб+кхэ)[эскб+кэ+О+[))эээкбlэссэ[+[ 1 [де[1[ — Ы [~"~+~')['~+ ")+ +()[[ ЛЕ +Ф ЛЕ)[+~)а — ' (10 29) ьскэ [с[еЦ1 к к э э сс„э [бесс) ' Здесь введено обозначение [с[е[11, которое представляет детерминант решаемой системы уравнений, умноженный на д„б: [с[еЦ=[+(гб+Гс ) (Е +й б)+(1+[)) [1+(гб+гс )Я„б)й;/йск,. (10,30) Полученное выражение и определяет полный дифференциал выходного напряжения.
Найдем из него выходное сопротивление стабилизатора. По определению это отношение Л[/ к Ык при ЛЕ, =- ЛЕ, = = ЛЕ, =- О, взятое с обратным вязком. Считая равными нулю все ЛЕ в (10.29), найдем )сс„, — (гб+ г„+ 1/йс,)/(1+ [с). ([О.ЗЦ Упрощения в этом выражении сделаны на основе малости проводимостей д„, и д„б в сравнении с д,; 1/гб', 1/к1, и () ~ 1. Индекс «т» в обозначение выходного сопротивления введен для того, чтобы подчеркнуть, что единственным элементом схемы, дающим усиление, является силовой транзистор. Поэтому именно он определяет в основном свойства стабилизатора.
Найденное выходное сопротивление есть выходное сопротивление транзистора со стороны эмиттера с учетом дифференциального сопротивления опорного стабилитрона. Преобразуем теперь соотношение (10.29) к виду, соответствующему нагруженному стабилизатору. Когда стабилизатор работает на нагрузку, то приращение тока Ык определяется дифференциальным сопротивлением нагрузки, т.
е. Ык ы Л[//Рс„. Подставив это соотношение в (10.29) и учтя, что коэффициент при Ык в правой части этого выражения есть не что иное как Й,„„, найдем в яаном виде нестабильность Л[/ для нагруженного стабилизатора: Л[/(1 [ )с ()[ ) ЛЕ [кб+ксэ) Мкб+кэ+(~+[)) к кбФссэ[+[ эых 1к 1 [с[бхх[ + (Л[к ЛЕк+ й[ ЛЕ ) [ы[е[ ) ([О.З2) Если, как это бываег для большинства стабилизаторов, А'„,„~ ~ Ко„то коэффициенты, стоящие прн различных ЬЕ, н являются соответствующими нестабильностями. Упростим выражение для коэффициентов нестабильности.
Нестабильность по выходному выражению йэы = й~(МЕ1 йгкв (Гб+ Гь+ 1/ке)l(1 + г[) + (гб+ Гм) Кеб' (10 33) Первое слагаемое здесь отражает нестабильность, получающуюся из-за небесконечного усиления транзистора, а второе нз-за внутренней связи в транзисторе создаваемой проводимостью л„б (прямой связи). Нестабильность по напряжению питания стабилитрона Е йв,= — =Ф вЂ” ' л[ = — ~~1.
д[г [[+й) д, айте Е Яке [ЕЕЦ Е Гб+К (10.34) Нестабильность по э. д. с. стабилитрона йэ = — =Л' ' й[ = — =1, (10.33) л~ [[+й) а, й ЬЕ е д„, [бей[ ' к+0 Упрощения в последних выражениях проведены также на основе малости проводимостей д„, и д,» и большой величины р. Из полученных выражений ясно. что выходное сопротивление получается значительно меньшим относительно неболыпих сопротивлений моделирующей схемы транзистора гб и 1/д„и внутреннего сопротивления стабилитрона гь т. е. имеет малую величину. Все нестабильности, кроме И//ЛЕ„получаются значительно меньшими единицы, что аналитически показывает принадлежность рассматриваемой схемы к классу стабилизаторов напряжения.
Нестабильность выходного напряжения по опорному Ь И/ЬЕ, практически равна единице. Это является следствием того, что в рассмотренной схеме стабилизатора величина выходного напряжения определяегся практически полностью величиной опорного напряжения, так как ([~= Е,— Иб,. (10.3Е) Рассмотрим теперь простейший транзисторный линейный стабилизатор тока.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
