ivanov-ciganov2 (558065), страница 44
Текст из файла (страница 44)
Его схема (рис. 10.12„а) содержит силовой транзистор Т„ опорный стабилитрон Д„эталонный резистор )г, и резистор подпитки стабилитрона К. С помощью стабилитрона в данной схеме поддерживается постоянным падение напряжения между точками А и Б, т. е.
сумма падений напряжений на эталонном резисторе (1,)б,) и промежутке база — эмиттер силового транзистора (Уб,). Если выбрать 7,К, ббльшим, чем [1»„то падение напряжения на эталонном резисторе будет практически равно эталонному напряжению: (10.37) 1. Е,4К; Таким образом, ток эмиттера будет мало зависеть от напряжения питания Е„а ток нагрузки, являющийся в данном случае током коллектора транзистора, практически равен току эмиттера. Поэгому при колебаниях напряжения Ет и изменении сопротивления нагрузки ток нагрузки будет оставаться почти постоянным. Это является основными свойствами стабилизатора тока. Цтобы силовой транзистор оставался в линейном режиме, необходимо иметь напряжение первичного источника Ет больше выходного напряжения на величину (/ка + Е' Определим дифференциальные показатели этой схемы стабилизатора тока.
Воспользуемся эквивалентной схемой для приращений токов и напряжений (рис. 10.12, б). Заменив в ней элементы ЬЕ„ ЬЕ„г, и Я эквивалентнымдвухполюсником, так же как это было сделано ранее, получим более простую схему рис. 10.12, в. В ней г„= = г,Е/(г~ -)- )(), )у, = г~/(г;+ Е), Л', = Я/(г~+ К). Выберем сле- л ла т Рр ае а) Рр ркэ Рис. 10.!2 дукзцие контуры для составления уравнений Кирхгофа: первый внешний контур, включающий сопротивления )т, и 1/д„, и источники /тЕ, и И/, второй — внутренний, включающий сопротивление К„ 1/й;, га, гм и источники М,ЬЕ, и И,ЬЕ„третий — пусть проходит через источники бЕм )У,ЬЕ„Й,ЬЕ„Л(/ и сопротивления гм, га и 1йнб. Таки, которые протекают по сопротивлениям, входящим в выбранные контуры, имеют следующие значения: ток, протекающий по К„ равен ۄ— Ыа, ток, протекающий по проводимости а'„„равен ۄ— — Ыа — (1+ (1)(/а й', и ток, протекающий по проводимости а„а, равен Ыа+ Ие-.й,.
Уравнения Кирхгофа будут иметь вид: ЛЕт — Ы/ = Ы„(Я,+ 1/д ) — Ы~ (Й,+1/8„) — (/ам (1+ ~) д /д„, )уа АЕъ + )у» ЬЕв = Ынйв Ыа (Нэ + г6 + гм) + (/аэ, (10.38) бЕт б(/ )" а ооЕз )Ув оЕв = Ыб (гб+ гм) + (Ы6+ (/6'э йэ)/Йкб. (10,45) Определив из этой системы ток М„, получим ду (дЕ д[/)](/Ее+Ге+в!з)[Ккэ+((+Я)абк! г ( Лв,а,б Не(э] эзв+кб+кзэ+(/акб+]/акз( ] (]]/ дЕ ] )(/ дЕ ))( дэ [дЕ]э] Й 2 в в /зэ [ккэ+(]+к)ккб] /зв+ (/ккэ ] (10.39) эквккб [в]е(к] ;].И '. Здесь [е]е1в] обозначает детерминант решаемой системы: Гба] ] (Яэ+!/Ккэ) [(кб+ыв) (аз+яке)+]] ] азаке /Кв (] + и) (Кб+ В!э+ (/Ккб) (10.40) акэ В репзении (10.39), дающем соотношение всех дестабилизирующих факторов и вызываемых ими нестабильностей, коэффициент, стоящий при Д[/, является выходной проводимостью стабилизатора. Упростив его, используя малость д„, и д„б и ]] ~ 1, можем записать ккв ] Йэкэ 1 ] ( ] [))кэб/ккэ] (]О 4!) ( + 0 б+ кбв) Яэ (+Йзкэ (] + Р)/[] + Ыз (кб+ Оэ)]+Ивлев Даже в упрощенном виде выражение для выходной проводимости сложно для анализа.
Поэтому положим сопротивление эталонного резистора Я, равным нулю. Тогда б„к„=б,„„,— д„,/(1+(Гб+ГЫ)Д;]- и . (10.42) Таким образом, выходная проводимость стабилизатора тока при Я, = 0 получается равной выходной проводимости силового транзи- стора, вклокоченного по схеме с общим эмиттером. Эта проводимость невелика, и транзистор уже сам по себе неплохой стабилизатор тока, что видно из его выходных характеристик. Теперь положим ]г, = ее, тогда (10.43) Следовательно, при сильной обратной связи по току, котоРую создает резистор К„выходная проводимость стабилизатора равна выходной проводимости силового транзистора, включенного по схеме с общей базой. Она значительно меньше проводимости и... и стабили- зирующие свойства схемы при большом ][, становятся лучше. Для того чтобы выходная проводимость стабилизатора тока лишь немного превышала проводимость п„б, необходимо выбрать сопротивления резистора К, из условия ](.- а /[к а„б(1+р)].
(10.44) Определим нестабильность тока нагрузки,, вызванную изменением входного напряжения Е,. Для этого положим в (10.39) ДЕ, = ДЕ, = 0 и д[/ = д~„К„. Из получившегося уравнения найдем в явной форме Д,[к = ДЕб/(Кы+]т, ] ж ДЕ,6, При малой выходной проводимости стабилизатора нестабильность Л/„)ЛЕ, получается также малой. При определении нестабильности выходного тока, обусловленной изменениями опорного напряжения и напряжения питания стабилигрона учтем, что сопротивление резистора /св всегда выбирают таким, где первый член числителя дроби, являющийся коэффициентом при (/увЛЕв + и/,ЛЕ,) в (10.39), оказывается намного больше остальных. Это дает право записать (10.39) в виде Л/в (1+Й~вЖвых) (/УвЛЕв+//вЛЕв)/(йв ° (10.46) В выкладках Ые(в) принят равным (1+ б)Я,/(а„иа„,), Такйвм образом, нестабильности по напряжению стабилитрона и по напряжению подпитки: Л/и/ЛЕ, =. /У,/й, 1/Л„ Л!в/ЛЕ, й/,/)с, " г;/1 (К+с~) )с,).
Последняя нестабильность значительно меньше, чем по Е,. Простое выражение для нестабильности по напряжению стабилитрона, которое а) Рис. Юлз получено ранее, четко иллюстрирует принцип работы данного стабилизатора тока. В схеме стабилнзируегся ток эмиттера транзистора, протекающий по сопротивлению К„а ток коллектора, являющийся током нагрузки, мапо отличается от тока эмиттера. Значения коэффициентов нестабильности, найденные для простейших схем стабилизаторов напряжения и тока, являются не только иллюстрацией метода определения коэффициентов нестабильностей, но и служат основой для расчета показателей ряда схем. Например, их можно использовать для определения нестабильности по входному напряжению схемы стабилизатора рис.
10.1, а, в которой нег источника Е,. Источник Е, схемы рис. 10.1, а используется и как источник Е„ и как источник Е, схемы рис. 10.1, б, поэтому коэффициент нестабильности по Е, для стабилизатора рис. 10.1, а будет равен сумме коэффициентов нестабильности Л(//ЛЕ, и ЛЩЛЕв для стабилизатора рис. 10.1, б. Другим примером использования полученных результатов служит нахождение коэффициентов нестабильности для стабилизаторов с усилителями. Проведем расчеты для стабилизатора напряжения. Обобщенная схема такого стабилизатора (рис.
10.13, а) содержит силовой транзистор Tд; усилитель с входным сопротивлением гду, выходным сопротивлением геу и коэффициентом усиления Ау; источник опорного напряжения Е„; делитель цепи сравнения, состоящий из резисторов Кд и Е„источник, подпирающий выход усилителя Е„. Напряжение Е„р, включенное на входе усилителя, учитывает как временной, так и тепловой дрейф транзисторов усилителя. Преобразуем цепь сравнения так, как показано на рис. 10,13, б, т.
е. введем второй источник напряжения У. Такая замена допустима, так как ток, потребляемый цепью сравнения, много меньше тока нагрузки. Вместе с тем такое преобразование превращает цепь сравнения в отдельное самостоятельное звено, не связанное гальванически с силовой цепью стабилизатора. Во введенной цепи сравнения можно источник (I сопротивления Рд и Ре заменить эквивалентным двухполюсником и тогда она превратится в простейшую одноконтурную (рис.
10.14, а). Для этой одноконтурной цепи по- лучим С Гв 44Гвтк„а4 И/в»=(Е +ЛЕ „)0 ++ + рту лр, С;Йв пд + Ое + в»»у а и + Л(/ 6» йь»Уд = (Е»р+ КЕвв) йУо+ Ь(/Р/* (10 48) ввв Здесь 6, = 1Я„6е = 1/Я„ Р/ дд = 1/г, — проводимости, составляющие цепь сравнения. Теперь обратимся к выходной цепи усилителя. Ее тоже с помощью теоремы об эквивалентном генераторе можно представить в виде эквивалентного двух полюсника (рис. 10. 14, б).
В этой цепи г, = 1/(дед + 6 ); )уу = »уеу/(дуду + 64); йде = 6у/(дтеу + 6 ). Если полученный двухполюсйик совместить с моделирующей схемой транзистора силовой цепи, то по своему начертанию схема получится эквивалентной схеме рис. 10.11, б. Только вместо сопротивления г„включено сопротивление г,„а вместо источника э. д.
с. И,/дЕ, включен источник Фуйуб(/,„+ ду"ТИТЕ,. Поэтому можно получить соотношение нестабильностей из (10.29), производя в нем замену гм на г, и )у',/дЕ, на Лдуйудд(/,„+ 1»уд»Е„+ + Л(/,. Поскольку ряц упрощений в окончательных выражениях будет таким же, какие были проведены с коэффициентами в (10.29), то проведем указанную подстановку не в само соотношение (10.29), а в его упрощенный вариант, Используя введенные ранее коэффициенты нестабильности, соотношение (10.29) можно представить в виде Л6 ~ в»»Е»йад Л/вдд(вы»т+(Ие/дЕе+ т»1»/дЕ,), (10.29') ДДЕ Аадт И Йвы»т ПОКаэаТЕЛИ СТабиЛИЗаТОра бЕЗ УСИЛИТЕЛЯ Выполнив замену, получим М/ ЬЕдйадт ЛУ~Я~~в + )уе(!дЕе+ )ууйу)увЕ»р+ +(у ь /у,/дЕ „+й/„й /~,/ди+ цЬЕ„+/ди,.
(10 49) Рис. 10.14 1+Л,а„ь~, (10. 50) В этом выражении произведение У А„Ф, характеризует эффективное усиление в цепи обратной связи. Поступая так же, как в (10.31), находим для стабилизатора с усилителем в цепи обратной связи выходное сопротивление (10.51) й... =й,.„~(1+А„й„л~,); нестабильность по входному напряжению йзт йзттП1 + А~уйуй~с) (10.52) нестабильность по напряжению источника Е„ йв„= Л'„/(1+ И„И„И5 1фггФ,)1 нестабильность по дрейфу силового транзистора й„= А(~~А(~, = 1~(1+ ~„й„~Д; (10.54) нестабильность по напряжению питания усилителя йв =И,~(1+ЦЬ И,); .
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
