ivanov-ciganov2 (558065), страница 48
Текст из файла (страница 48)
а у уа уу и,„,а Рис. !О.З! Рис. 1О.ЗО Для рассматриваемого стабилизатора тока 1Ч, = )г,/(К, + )у„) и И/ = ЛИг„/Я, + )г,), что после подстановки в (10.88) дает б(/н = Иийи = йаыйЕК,~~Муйу (10 89) Это соотношение позволяет определить нестабильность тока нагрузки по входному напряжению: М„(ЬЕ = ка, Ф,И уй (10.90) которая тем больше, чем меньше сопротивление резистора К,. ПоэтомУ сопротивление эталонного резистора и приходится выбирать сравнимым с сопротивлением нагрузки, что ухудшает к.
п. д. стабилизатора. Для определения выходного сопротивления составляютуравнения для контурных токов Ы„ и Ы„; из них находят И//И„ = — Й, „. Напряжение ЬЕ следует считать при этом равным нулю. Вычисления, подобные проводимым раньше, дают К (1 +й )ру) х (10.91) Для получения большого выходного сопротивления, свойственного стабилизатору тока, величину )ууйу)г, необходимо выбирать как можно большей.
9 10.9. Пример расчета линейного стабилизатора Требуется рассчитать линейный стабилизатор напряжения с выходным напряжением [О В и током нагрузии /в = 0 —: 180 мА. Нестабильность по входному напряжению не более Зугэ, а выходйое сопротивление не более 1 Ом. Стабилизатор работает от выпрямителя, имеющего нестабильносп выходного напряжения.+.183гэ н выходное сопротивление 1,5 Ом на 1 В выпрямленного напряжения, Проверим вгаможность выполнения такого стабилизатора с усилителем на микросхеме К!ВНЕ.
Ее данные: стабилизированный ток 50 мА, нестабильность по входному напряженяю 0,19гэ/В, нестабильность по току 0,2в4, максимальное входное напряжение 40 В. Прн выходном напряжении 10 В нестабильность по входному напряжению составит 0,1 '10 = 13ю Выходная проводимость стабилизатора Ов = 0,05/10 0,002 = 2,5 См. Мощным транзистором микросхемы является транзистор 2Т608 (бескорпусный) с параметрами(1 = 25 — 80; га= 70мдкэ !00мкСм,лкз 8мкСм,дэ=0015См. Выходная проводимость простейшего стабилизатора напряжения с этим транзистором по (!0.3!) пргэг г, = г, = !О С!м и 6 = 6ы!и = 25: (1+()) Иэ 26 ° 0.015' (гз+ггэ)ив+1 (10+7) 00!5-1-1 1+()у 100 1+(гау+1/йэу) Овыхг 1+(8,5+25) ° 0,35 7,9, т. е.
6выху=2 5 7,9=20 См. ывыху/ вых дкэу Оных ~ пкаугзу (1+6у) ~ 0,6 ) 0,06 ° 8,5 ° 100 ~ пквхпэу+лкзу/(газ+ 1/дэу)1 ~ 0,1 0,04+0.62/(8,5+25) ~ Поскольку возрастание обоях коэффициентов нестабильности получилось практически равным, то н общая нестабильность по входному напряжению воэрастег примерно в три раза, т. е. не превысит заданной велнчяны. Рассчитаем максимальный перегрев Р-л-перехода силового тр.пзистора по отношению к корпусу: А/пк = г ,Рк =- 70 1 2 =- 84' С Следовательно, максимальная температура корпуса стабилизатора, иа котором укреплен силовой транзистор, !пых пв 1„ „ — 51 = 150 †= 66' С.
Выберем в качестве увеличивающего мощность транзистор 2Т610А, у которого г,п, = 70'С/Вт. Примем ток сойственного потребления стабилизатора 20 мА. Тогда ток, протекающий через данный транзистор, будет меняться от 20 до 200 мА. Задав минимальное напряжение 1/к, силового транзистора прн токе 200 мА, равным 1 В, получим минимальное напряжение на выходе нагруженного выпрямителя !1 В, среднее 11/(1 — 0,18) =- 13,5 В и максимальное 13,5 (1+ 0,18) = 16 В.
Выходное сопротивление выпрямителя при Х/в = 13,5 В получится равным 13,5 1,5 ~ 20 Ом. Следовательно, средняя э. д. с. холостого хода выпрямителя Е „, =- !3,5+ 0,2.20 = ==- 17,5 В. Построенная на выходных характеристиках транзистора рабочая область (рис. 10.3!) не выходит за пределы, накладь|ваемые допустимой мощностью, рассеиваемой коллектором. Максимальная мощность, рассеиваемая коллектором, Рк =- = (/ / = 6 .0,2 = 1,2 Вт. квг нгпэх Приведенные характеристики соответствуют р = 100.
Определив остальные параметры транзистора в точке, лежащей в середине рабочей области, получим гау 8 5 Ом Якэу 0,6 мСм, йкэт, = 62 мкСм и лэу 0~04 См. Теперь согласно формулам (!0.69) найдем Глава Х1 Стабилизаторы, работающие в млючевом режиме а 1тЛ. Работа транзисторов в ключевом режиме Рассмотрим особенности работы транзисторов в импульсном (ключевом) режиме. Связано это с тем, что именно особенногти транзистора, используемого как ключ, накладывают основные зграничения на выбор параметров схемы стабилизаторов и определяют :е возможности.
При работе в ключевом режиме транзистор большую часть времени находится в двух состояниях: насыщения и отсечки. Определить эти состояния можно с помощью схемы рис. 11.1, п. На базу транзистора, включенного в цепь источника Е последовательно с омической нагрузкой, подаются коммутирующие импульсы пря- Рис. Вл яоугольной формы с амплитудой 1е В отсутствие импульсов транзи:тор закрыт, зто соответствует рабочей точке 1 на характеристиках йис. 11.1, б.
Такое состояние отсечки тока характерно тем, что ток ~ранзистора мал и почти все напряжение источника Е приложено к прочежутку коллектор — эмиттер транзистора. Если амплятуда коммутирующего импульса удовлетворяет условию ~б ) ~65~ (1 1.1) ю с его появлением рабочая точка займет на' характеристиках поло- кение 2. Транзистор перейдет в состояние насыщения, ток коллектора три этом ограничен внешним сопротивлением, падение напряжения га транзисторе мало, а напряжение источника Е практически полно"п*ю приложено к нагрузке.
Характеристики транзистора в ключевом режиме (рис. 11.2) пред:тавляют двумя кривыми: первая из них соответствует открытому ~ранзистору, а ее наклонный участок — состоянию насыщения; вто)ая кривая — закрытому. транзистору и имеет очень малый наклон до напряжения пробоя. Рабочими участками характеристики являются наклонный участок кривой 1. и пологий участок кривой 2. Область, заключенную между этими двумя кривыми, называют а к т и в н о й о б л а от ь ю т р а н з и с то р а. В пределах этой области ток базы обладает управляющим действием. И в состоянии насьпцения и в состоянии отсечки мощность, выделя- ющаяся в транзисторе, мала, так как рабочая точка находится вне активной области. В активную область и рабочая точка попадает лишь в процессе переключения.
Но поскольку он весьма кратковремен, энергия, выделяющаяся в транзисторе за время переключения, также мала. Однако эти небольшие потери'энергии и опреа„, деляют выбор транзистора для силовой цепи импульсного стабилизатора. Для последующего подсчета потерь в транзисторе найдем длительность нарастания тока коллектора (время включения) и длительность спада тока коллектора (время отключения) транзистора.
Начнем с выбора модели транзистора. Ранее, при расчете дифферен- циальных показателей линейных стабилизаторов, для представления транзистора, работающего в линейном режиме, была использована упрощенная модель, вытекающая из схемы Джиаколетто. Если убрать из нее генераторы токов 1еь 1„„проводимости уи„ и а„, — элементы, влиянием которых в последующих выкладках будем пренебрегать, то она примет вид рис. 11.3, а. д с, Поскольку характери- ~ с„ стики тРанзистоРа-ключа ги г гиЩ, )11,.
являются границами активной области, то при введении в схему рис. П.З, а ограничителей, можно использовать ее для представления транзистора, работающего в режиме пере- У ключения. Ограничителями служат идеальные диоды Д, и Д,. Первый из них отражает запирание змиттерного перехода, т. е. отсечку тока коллек- тора, а второй — отпирание коллекторного перехода, т. е. насыще- ние транзистора. Сопротивление насьэценного транзистора г„, паде- нием напряжения на котором при работе в активной области пренебрегали, вновь включено в'схему, так как в режиме насыщения только оно и определяет напряжение У„,.
Пусть в цепи базы протекает постоянный ток 1и = 1,. Если ток р1, меньше величины Е„,/ф„+ и„), то на диоде Ди источ- ником коллекторного напряжения Е,„создаегся запирающее напря- Рис. 11.2 Я д) й Ь Д Я Рис. 11.3 жение и ток в коллекторной пепи равен р1,. Транзистор находится в активном режиме. Если же ток р1, больше, чем Е„,1Я, + г„), то на диоде Д напряжение равно нулю и ток во внешней коллекторной нагрузке К„ равен току насыщения: 1„„= Е„,1(Я„+ г„), а падение напряжения эмиттер — коллектор 11 = 1„„г„. Избыток тока источника р1, по сравнению с током 1„„протекает через открывшийся диод Лм Приведенные на рис.
П.З, б направления полных токов базы и коллектора соответствуют транзистору типа п-р-и. Если желательно, чтобы направления полных токов и приращений совпадали и для транзистора 1~ .и, типа р-л-р, то полярность диодов Д„Д, и направление тока 1, должны быть а! изменены иа противоположные. Соыветственно изменится и направление 8 тока, создаваемого гснеоатором р(,.
Б более сложных моделях транзисторов-ключей основные моменты, свойственные рассмотренной„относительно х) простой схеме, сохраняются. В них прежде всего учитывается зависимость коэффициента усиления по току транзи- Р ~у егора р от напряжения-11„„а также за- Ф висимость сопротивлений га, га; и г„от ~о тока коллектора. г В наиболее сложных схемах, пригод- 41 ных лишь для машинных расчетов, вводят до .пяти различных значений Из них в нашей схеме фигурируют только два: коэффициент усиления по току для Рис. 11.4 малых сигналов р и коэффициент усиления перепадов постоянного тока Вм Первый из них определвег работу транзистора в активной области, а второй — в режиме насыщения.
В дальнейшем для простоты принято р — — Вм Перейдем теперь к определению времени включения я времени выключения транзистора на основе описанной модели. Пусть транзистор управляется прямоугольными импульсами тока со значениями положительных (открывающих) амплитуд 14„и отрицательных (запирающих) 1а (рис. П.4, а). При включении ток базы транзистора нарастает скачком от нулевого значения до величины 14+. Управляющий ток 1, меняется в тех же пределах, но плавно, в соответствии с нарастанием напряжения на внутренней базе Б': 1,=1~ (1 — е м ). (11.3) Здесь т, = С,/д; — постоянная времени транзистора при управлении им импульсами тока. При управлении транзистором от источника напряжения постоянная времени транзистора будет меньше т,' =- С,/(д, + 1/г~).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
