ivanov-ciganov2 (558065), страница 51
Текст из файла (страница 51)
Поэтому согласно (11.14) имеем т Р, „„, -~ ~ е1* и — ~)н д =фв[Т, „, (1;,.~;)~. (11.27) При выключении транзистора напряжение и„, становится большим и практически равным Е на всем этапе спада коллекторного тока, поэтому г„ Рт.мыкл.клемм =-у- Е(к (1) ~(1 = —" (т, — йфТсн) (11.27') о Здесь 1„(г) определяется (11.7) при 1~ — — Уа и Г, = Т „а Т,„ (11. 10). Основные потери мощности в диоде происходят на этапе восстановления его большого обратного сопротивления, когда обратный ток диода спадаег примерно по экспоненте с постоянной времени 0,5т„ а обратное напряжение на диоде близко к Е. Отсюда получаем Рл,комм=. у- ~ )т.
е и"~гИ=-0~5Е!т-тд!Т (11.28) Ъ В стабилизаторах напряжения, работающих на повышенной часюте, коммутационные потери мощности в силовом транзисторе и разрядном диоде могут даже превышать «статические» потери мощности. в НЗ. Силовая цепь импульсного стабилизатора с параплельным включением драсселя Допустим, что выходное сопротивление источника г„равно нулю,.а сопротивления насыщенного транзистора и открытого диода равны.
Кроме того, напряжение на конденсаторе С примем постоянным. При этих предположениях постоянные времени процессов зарядки и разрядки дросселя (рис. 11.8, а, б, в, г) равны и токи зарядки 1гф и разрядки 1,(1) определяются выражениями: 1,(Г) =-1,е — ь~-) (1 — е — ьч) Е~г, (11.29) (э (1') = 1це-'"~ — (1 — е-'л) Ц,/г, где 1' = 1 — Т + 6; г — -- г„р + г„= г„+ г, — сопротивления заряд- ной и разрядной цепей; 16 й Рг — значения тока дросселя, достигну- тые к концу зарядной и концу разрядной частей периода.
Поскольку (11.30» 1, (Т вЂ” 6) = Ти а 1э (6) — 1„ то, определив значения токов 16 и 1г и подставив их в (11.29), получим Е'У 1 — е е-гс'а 1 — е е,у, е — Пт 11.31 ; (1~1 о( о е+с~ 1,— <г — а>п г г -г~ Постоянная составляющая тока й(1') равна току нагрузки а — цг — ан ! — е (11.32) Это уравнение определяет семейство регулировочных и выходных характеристик. При т ,'л Т, что всегда выполняется в стабилизаторах с высоким к. п. д., выражение (11.32) можно упростить, разложив экспоненты в ряд и ограничившись первыми двумя членами этого ряда.
Упрощения приводят его к виду (/, — Е (Т вЂ” 6)/6 — 1 гТ'(6'. (11.33) Семейство прямых, определяемых этим упрощенным уравнением (рис. 11.9), имеет своей огибающей гиперболу (и.к+11~„т1Е= о,ж. (11.34) Условие для осуществления схемы, требующее расположения крайней точки рабочей области ниже огибающей семейство гиперболы, запишем так: (с р1Еиа + 1) 1стрит~Е~ы(0,25 (11.35) зо г! Оаа цоа огг ота ага о;4 к г Рис. 11.9 т-в т гт-в гт е Рис. 1!.В ровочных характеристик совершенно аналогичнь1 проведенным в предыдущем параграфе.
Отметим лишь, что в стабилизаторе, силовая цепь которого имеет параллельный нагрузке дроссель, изменения относительной паузы между открывающими транзисгор импульсами втТ должно быть противоположным по знаку изменениям паузы в рассмотренном ранее стабилизаторе с последовательным дросселем. При возрастании напряжения Е или тока нагрузки 1, параметр регулирования Т/и должен уменьшаться.
При критической индуктивности дросселя ток (з(г') при 1 8 становится равным нулю. Из этого усаовия, использовав для замены 6р (11.33), находим Е„р — 0,5ЦЕ(Т вЂ” В)1(ТрТ)+ ф (11.37) При Е)Х.ир ток дросселя практически постоянен и равен 1„, а токи транзистора н диода имеют форму прямоугольных импульсов. что позволяет определить максимальное значение сопротивления потерь в силовой цепи импульсного А стабилизатора 1, 1~~ т ~ Есир/(4Урвпах (1 + (1р~Епас)1. (11.36) ~ 1'С Построения границ рабочей облав) сти на семействе выходных — регули- Поэтому их средние и действующие значения определяются выражениями (7.18) н (7.19). Пульсации выходного напряжения в схеме с параллельным включением дросселя легко найти из уравнения разряда конденсатора С.
На интервале 0 ~ 1 (Т вЂ” З) конденсатор разряжаегся на сопротивление нагрузки Я, напряжение на нем сладаег по экспоненциальному закону. Максимальное и минимальное напряжения на выходе связаны соотношением 13з=(7~с — (г — аинс (11.38) что для коэффициента пульсаций дает А = 0.5Яг — (/а)/(7 = 0,5 ((7гЩ (1 — е — <г — апас) (11.39) Близким к постоянному напряжение на конденсаторе получаегся при КС > 1Т вЂ”, З), что позволяет представить экспоненту в (11.39) первыми двумя членами ряда и получить более удобное для расчетов выражение А„= (Т вЂ” 0)7(2РС). (11.40) Коммутационные процессы в этой схеме, так же как и в предыдущей, приводят к перегрузке транзистора в первые моменты после его отпирания.
Пока не рассосется заряд неосновных носителей в базе диода, через диод и открывшийся транзистор протекает ток разрядки конденсатора С. Этот ток является для диода обратным, а для транзистора прямым. При инерционном диоде он может достичь болыпих величин. Разрядка конденсатора С через диод и транзистор на первичный источник Е приводит к увеличению пульсаций выходного напряжения и они могут значительно превышать значение, даваемое (11.40). й 11.4.
Особенности синовой цепи импульсных стабилизаторов Применение составных транзисторов в качестве ключей в импульсных стабилизаторах имеет ряд особенностей, связанных с тем, что в насьпценном состоянии у транзистора открыты коллекторный и эмиттерный переходы. Из-за этого напряжение между коллектором и базой насьпценного транзистора имеет полярность, противоположную той, которая существует в активном режиме. Поясним это, обратившись к рис. 11.10. Глубокое насыщение транзистора, обеспечивающего его малое сопротивление между коллектором н эмиттером, получается при напряжении на базе (7см большем„чем напряжение (l„., (рис.
11.10, а). Зависимость падения напряжения (7„, от тока базы имеет ниспадающий характер и при токе базы, меньшем тока коллектора в 8 раз, напряжение (/„, равно напряжению на базе (76, (рис. 11.10, б). Таким образом, при степени насыщения транзистора, равной единице, (/„6 †-- О. Увеличение степени насыщения приводит к уменьшению падения напряжения (7 , что выгодно для уменьшения потерь мощности в стабилизаторе.
При этом оказывается, что напряжение (7,а отрицательно. В составном транзисторе (рис. 11.10, в) увеличение тока базы Т, приводит к росту его тока эмиттера только тогда, когда 6'„„= У„м больше нуля (для транзисторов типа и-р-и). Поэтому мощный транзистор Т, будет отпираться до тех пор, пока его напряжение У„в ~ - О. При (У„„= — 0 ток эмиттера Т, начнет уменьшаться.
Таким образом, в схеме составного транзистора для мощного транзистора автоматически поддерживается степень насыщения, равная единице. Рис. 11.10 Чтобы сильнее насытить мощный транзистор, прибегают к несколько иным схемам его включения. Так, в схеме рис. 11.11, а в коллекторную цепь мощного транзистора включен дополнительно резистор Я с сопротивлением в доли ома.
Падение напряжения на нем повышаег 1/„„, что позволяет глубоко насытить Т,. Общее падение напряжении на силовой цепи (Т, и )с) при глубоком насыщении получается меньше, чем (1„, в схеме рис. 11.10, в. Однако такой способ приводит к росту потерь мощности в силовой цепи. Свободен от этого недостатка другой способ (рис. 11.11, б), в котором на коллектор Т, подается дополнительное г напряжение с части дросселя фильтра стабилизато- 7; ра Е. Ряд особенностей силовой цепи импульсного гс 7э стабилизатора связан и с обеспечением форсиро- а) ванного запирания сило- ф вого транзистора. Для получения малого Т„, необходимо запирать мощный силовой транзистор о т р и ц а т е л ь н ы м импульсом тока базы.
Однако в составном транзисторе менее мощный транзистор Т, ие может это обеспечить. Поэтому схему составного транзистора- ключа приходится усложнять. Схема, приведенная на рис. 11.12, отличается от других тем, что не требует дополнительного источника питания для создания на базе Т, положительного напряжения запиРания. Его здесь заменяет конденсатор С. При открытом силовом транзисторе Т, (У „р — — Е и Т, заперт) ток базы Т, заряжает конденсатор С.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
