Лекция №13-14. Конспекты к слайдам (1186397), страница 2
Текст из файла (страница 2)
Однако задачей фильтрации является не точное воспроизведение формы сигнала, а наилучшее выделение его на фоне помехи.
Фазо-частотная характеристика оптимального фильтра
складывается из аргумента спектра ожидаемого сигнала, взятого с обратным знаком, и аргумента задержки — .
Слайд 15
Чтобы убедиться в целесообразности такого выбора фазо-частотной характеристики, найдем сигнальную составляющую напряжения на выходе фильтра, зная спектральные плотности сигнала u(t—а) на входе и на выходе
По принципу суперпозиции напряжение полезного сигнала на выходе фильтра в произвольный момент времени с учетом временного множителя будет
Подставляя выражение (4) для , приходим к соотношению
которое является спектральным аналогом предшествующего выражения (7) при y(s)=u(s—а).
Слайд 16
Используя формулу Эйлера и учитывая нечетность функции , окончательно находим
Как видим, напряжение на выходе оптимального фильтра, являясь наложением гармонических составляющих разных частот, определяется амплитудно-частотным спектром сигнала. Оно не зависит от фазо-частотного спектра, так как последний компенсируется фазо-частотной характеристикой фильтра. Поэтому все гармонические составляющие одновременно достигают амплитудных значений в момент времени и эти значения налагаются друг на друга (рис. 5).
Слайд 17
В этот момент времени имеет место максимум напряжения выходного полезного сигнала
В силу теоремы Парсеваля
этот максимум определяется величиной энергии входного сигнала
Рисунок 5 – Наложение максимумов гармонических составляющих полезного сигнала на выходе фильтра при оптимальной ФЧХ.
При отступлении от оптимальной ФЧХ, последняя не компенсирует фазовых сдвигов, максимумы гармонических составляющих (рис. 5) раздвигаются, а пик суммарного колебания полезного сигнала начнет рассыпаться, что ухудшает условия обнаружения сигнала на фоне шумов.
Слайд 18
Отношение максимального значения сигнала к эффективному (среднеквадратичному) значению помехи называется отношением сигнал/помеха по напряжению.
При спектральной плотности мощности на входе фильтра средний квадрат напряжения помехи на выходе будет иметь вид
или для белого шума с учетом (19)
Поскольку спектральная плотность вещественной функции времени , то
, а ее интеграл имеет вид
Тогда среднеквадратическое напряжение помехи на выходе будет иметь вид
Слайд 19
Отношение сигнал/помеха на выходе оптимального фильтра по напряжению
зависит только от энергии полезного сигнала и спектральной плотности помехи N0 и не зависит от формы сигнала.
То же справедливо и для отношения сигнал/помеха по мощности
Ни один из линейных фильтров не может дать отношение сигнал/помеха большее, чем оптимальный фильтр.
В противном случае, заменив им оптимальный фильтр, можно получить большую вероятность правильного обнаружения D при заданной вероятности ложной тревоги F.
Но именно оптимальный приемник дает наивысшую вероятность D при заданной вероятности F.
Значит, и оптимальный фильтр этого приемника при заданных условиях дает отношение сигнал/помеха, наивысшее по сравнению с другими линейными фильтрами.
Слайд 20
Ввиду важности ряда полученных соотношений, приведем еще одну форму записи для случая, когда используется комплексная амплитуда U(t) высокочастотного напряжения .
Заменяя
и подставляя (29) в (15), получим ФЧ спектр
где — спектральная плотность комплексной огибающей
На рис. 6 для сравнения показаны амплитудно-частотный спектр радиоимпульса и спектр его огибающей
.
Слайд 21
Здесь видно, что для соответствующего этому рисунку случая достаточно большой несущей f0 спектральная плотность
Рисунок 6 – Амплитудно-частотные спектры радиоимпульса и его огибающей
Учитывая (32), вернемся к соотношению (20).
Разобьем интервал интегрирования в этом соотношении на два, от — до 0 и от 0 до
, выражая одновременно
через
согласно (32).
Заменяя первом интеграле и
во втором и учитывая ограниченную протяженность функции
,обозначим
Выражение (30) можно свести тогда к виду
В соотношении (34) — огибающая напряжения на выходе оптимального фильтра; считаем, что
. Это справедливо, если амплитудно-частотный спектр |G(f)| симметричен, т. е.
. В соответствии с формулой Эйлера из (33) получим
Слайд 22
Соотношение (35) позволяет оценить форму вершины огибающей на выходе фильтра. Для большинства важных случаев можно воспользоваться приближенным разложением в окрестности максимума
Откуда
где
Приведенные соотношения справедливы, если убывает с ростом
быстрее чем
, и интегралы сходятся (что не соблюдается, например, для прямоугольного радиоимпульса).
В тех случаях, когда приведенные соотношения справедливы, вершина импульса на выходе оптимального фильтра (рис. 6) имеет в силу (36) параболическую форму и тем уже, чем больше величина .
Слайд 23
Величина имеет размерность частоты, она тем больше, чем шире спектр сигнала, и может быть названа поэтому эффективной шириной спектра сигнала.
Как показывают формулы (26), (27), чем больше , тем острее вершина огибающей сигнала на выходе оптимального фильтра.
Дифференцируя сопряженный с (31) интеграл
получим
что дает возможность трактовать выражение в числителе (37) как модуль спектральной плотности U'(t).
Тогда по теореме Парсеваля получим уравнение
Величину не следует отождествлять с полосой
на каком- то общепринятом уровне (0,7; 0,5; 0,46 и т. д.). Для колокольного радиоимпульса полоса
, где
— полоса на уровне 0,46; она соответствует уровню
. Для другой формы импульса этот уровень может быть иным.
Слайд 24
1.3 Оптимальная фильтрация как операция обнаружения на фоне стационарного небелого шума.
Небелым назовем стационарный шум с неравномерной спектральной плотностью мощности для f > 0. Его корреляционная (автокорреляционная) функция определяется по теореме Хинчина
В последней записи доопределены значения .
Весовая функция линейной обработки при одноканальном обнаружении сигнала определяется из интегрального уравнения
Уравнение (40) в силу стационарности помехи удовлетворяется решением
, где
— решение уравнения
Слайд 25
Весовой интеграл
оказывается интегралом типа свертки. Он сводится к выходному напряжению w(t0+)=ζ() оптимального фильтра с импульсной характеристикой
Оптимальная частотная характеристика фильтра
по аналогии с (15) выражается через комплексно-сопряженное значение спектральной плотности весовой функции :
Значение (45) найдем из интегрального уравнения (41). Подставляя (39) и выражая через
, находим
Слайд 26
Используя (45) и сопоставляя подынтегральные выражения (46), получаем
Из (44) и (47) найдем оптимальную частотную характеристику
которой подавляются спектральные составляющие, наиболее забитые шумом (рис. 7).
Рисунок 7
Слайд 27
Импульсная характеристика фильтра согласована с весовой функцией , а не с ожидаемым сигналом.
Аналогично (22) сигнальная составляющая выходного напряжения
в момент времени t-t0+ образует пик. Мгновенное значение этого пика соответствует параметру обнаружения
где — удельная энергия сигнала на единицу ширины спектра частот.
Слайд 28
2 Особенности многоканального обнаружения когерентных сигналов со случайными неинформативными параметрами.
2.1 Методика учета неинформативных параметров сигнала и ее приложение к обнаружению на фоне гауссовских помех.
К числу случайных нефиксируемых при обнаружении неинформативных параметров принадлежат случайные начальные фазы и случайные амплитуды.
Считается, что высокочастотный сигнал, характеризуемый только одной случайной начальной фазой и одним случайным амплитудным множителем, в основном еще сохраняет свою структуру.
Его называют когерентным.
Структура сигнала, характеризуемого более чем одной случайной начальной фазой и более чем одним случайным амплитудным множителем, явно нежесткая.
Такой сигнал не может считаться когерентным.