Пестряков Б.В. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации (1973) (1151884), страница 55
Текст из файла (страница 55)
е. на радиочастоте, Е, (в децибелах), обеспечивающим некоторую заданную вероятность ошибки 5в = 101од,о (Е, „„)Е,). Зависимость потерь от Ф„, рассчитанных по формуле (7.2.7) для Р, = 10 ', 10 ', 1О-', приведена на рис. 7.2.2, откуда видно, что потери с увеличением У„растут. Практика показывает, что использование («'„, больших чем 1Π— 15, обычно нецелесообразно, так как потери при этом составляют 2,5 — 3 дБ и более. Это объясняется тем, что когда сигнал превышает шум, то информация о сигнале в большей степени содержится в амплитуде смеси, чем в его фазе.
Поэтому, если выбрать базу сложного элемента сигнала такой, что после обработки этой части на радиочастоте с учетом фазовой структуры сигнал на выходе схемы обработки превышает шум, то информация сосредоточивается в амплитуде, и становится возможной последетек- г ю г В Ю г(7 «Л7 ИОВОИ„ Рис. 7.2.2. торная обработка . Отступление от оптимального алгоритма обработки заключается в том, что в оптимальных устройствах детектирование производится после того, как осуществлено накопление всей энергии сигнала в линейных цепях.
Здесь же детектирование осуществляется после того, как произведено накопление энергии частей сигнала, а накопление энергии всего сигнала производится после детектора . Можно также заметить, что для одного и того же Л'„потери при малых вероятностях ошибки меньше, чем при больших. Это можно объяснить тем, что при приеме сигналов с меньшей вероятностью ошибки после амплитудного детектора имеет место большее отношение сигнал!шум.
Иногда говорят, что получается меньшее «подавлениею сигнала шумом на детекторе, так как для получения меньших Р, при тех же Л(юс на входе детектора отношение сигнала к шуму.оказывается большим, чем для больших Р, . Поэтому при накоплении после детектора потери оказываются меньшими.
В случаях, когда число обрабатываемых после детектирования элементов превышает 50 — 100, а потери из-за неидеальности начинают превышать 2 — 2,5 дБ, становится выгодным применение элементов дискретной техники (дискретные согласованные фильтры, счетчики и т. п.). Таким образом, оценка потерь при комбинированной обработке показывает, что при 10 — 15 некогерентно обрабатываемых элементах потери энергии незначительны (всего 2 — 3 дБ).
Необходимо отметить, 272 что ансамбль составных квазиортогональных сигналов оказывается меньше, чем ансамбль ШПС, при той.же базе. Использование составных сигналов может привести к снижению устойчивости против преднамеренных помех. Отмеченные недостатки компенсируются существенным упрощением схем обработки составных сигналов. Это упрощение, как уже говорилось, происходит, главным образом,за счет того, что на радиочастоте обрабатывается лишь элемент (часть) сигнала, имеющий базу Б„, в Л'„раз меньшую полной базы.
Это значительно облегчает выполнение согласованного с этим элементом сигнала фильтра. Остальная обработка сигнала производится на видеочастоте, где требования к точности выполнения элементов и установления отводов линии задержки существенно ниже, чем на радиочастоте. Комбинированная обработка находит применение в системах связи, использующих каналы, в которых не может быть достигнута когерентность частоты в течение длительности сигнала. Некогерентная обработка может быть осуществлена на аналоговых и цифровых линиях задержки, различного вида сумматорах, узкополосных фильтрах (интеграторах) и т.
п. При малом числе некогерентно обрабатываемых элементов (до 15 — 30) устройства обработки могут быть построены на аналоговых устройствах. 7.3. Методы дискретной обработки ШПС Технические трудности, возникающие при реализации оптимальной процедуры обработки ШПС с большой базой, обусловлены тем, что она предполагает использование при извлечении полезной информации о сигнале, содержащейся во входной смеси сигнала и помехи, непрерывного множества текущих значений времени, заключенного внутри интервала, равного длительности ШПС, при непрерывном множестве значений, которые может принимать входное воздействие (смесь) в любой момент времени.
Поэтому естественно искать возможности уменьшения этих трудностей на пути сокращения количества используемых значений входной смеси сигнала и помехи. Входное воздействие в реальных условиях всегда имеет ограниченный спектр, поэтому непрерывный случайный процесс, которым оно является, обладает с точки зрения количества содержащейся в нем информации о сигнале большой избыточностью.
Это обусловливает принципиальную возможность представления непрерывного входного воздействия в виде большего или меньшего количества значений его, взятых через некоторый интервал времени. Если интервал дискретизации выбран надлежащим образом 12.6, 7.31, то выборка содержит такое же количество информации о сигнале, что и непрерывная входная смесь сигнала и помехи. На этом основана дискретная (по времени) обработка„ которая позволяет при построении пассивного согласованного фильтра заменить многоотводную линию задержки дискретно-аналоговой линией задержки (ДАЛЗ), число элементов которой равно объему выборки 17.8, ?.91.
273 Фильтр, использующий ДАЛЗ, можно назвать дискретно-аналоговым согласованным фильтром (ДАСФ). Поскольку интервал дискретизации определяется значением верхней частоты спектра входного воздействия, то использование ДАЛЗ предполагает как обязательные операции переноса спектра входного воздействия на видеочастоту с помощью синхронного детектора и предварительную фильтрацию с использованием фильтра оптимального (или квазиоптимального) для элемента сигнала.
При этом для работы дискретно-аналогового согласованного фильтра требуется знание фазы принимаемого сигнала. Это ограничение снимается при использовании квадратурной схемы. В ДАЛЗ осуществляется запоминание, например на емкости, значения напряжения в момент отсчета и продвижение его от одного каскада (емкости) к последующему. После «записи» всех отсчетов в ДАЛЗ производится их суммирование с инверсией знака в соответствии с кодом сигнала. Значения отсчетов и их суммирование в ДАСФ остаются аналоговыми, поэтому при большой базе сигнала на результат будут существенно влиять потери напряжения при «перезаписи», отклонения и кестабильность параметров элементов схем н их паразитные параметры.
Взятие отсчетов в дискретные моменты времени требует синхронизации, иначе работа ДАСФ будет сопровождаться потерями энергии. Для того чтобы этого избежать, можно брать два (и более) отсчета за время действия одного элемента сигнала. Аналогичные вопросы возникают в дискретных согласованных фильтрах, они подробно рассмотрены в 2 7.8, и полученные результаты могут быть использованы в ДАСФ.
Дискретно-аналоговые фильтры представляют значительный интерес. Однако в них не полностью реализуются возможности, связанные с дискретизацией, и они требуют отдельного рассмотрения. Непрерывный динамический диапазон значений входного воздействия также можно подвергнуть дискретизации или квантованию, при этом он разбивается на большее или меньшее число дискретных уровней таким образом, что в любой момент времени текущему значению уровня входной смеси сигнала и помехи ставится в соответствие одно из возможных дискретных значений.
Принципиальным отличием этого случая от рассмотренного выше является то, что замена непрерывного множества значений входного воздействия набором его дискретных значений всегда сопряжена с потерями информации о сигнале, однако потери эти даже в простейшем и широко используемом случае двоичного квантования (идеальный ограничитель) невелики, поэтому схемы с квантованием уровня входного воздействия находят широкое применение. Действие ограничителей на прием ШПС при наличии помех рассмотрено в гл. 8, некоторые варианты использования ограничителей при фильтрации ШПС на фоне негауссовых помех даны в гл.
10. Одновременная дискретизация входного воздействия по уровню и по времени позволяет представить его в виде цифрового кода, что дает возможность осуществления дискретной (цифровой) обработки 274 смеси сигнала и помехи с помощью цифровых вычислительных машин как универсальных, так и специализированных [?.5, 7.4, 6.19). Алгоритм и устройство обработки существенно упрощаются, если используется квантование смеси на два уровня, сводящееся к принятию решения о знаке (фазе) элемента ФМн сигнала с последующей записью решений в регистр сдвига, состояние которого после его заполнения дешифруется с помощью сумматора, входы которого подсоединяются к триггерам регистра в соответствии с кодом сигнала.
Будем называть такие фильтры дискретными согласованными фильтрами (ДСФ). При использовании ДСФ так же, как и в ДАСФ, требуется перевод спектра сигнала в область видеочастот и фильтрация видеоэлементов. Поскольку последовательность решений по приему элементов ШПС представляет собой совокупность нормированных сигналов, то возможно существенное уменьшение влияния аппаратурных погрешностей и нестабильности элементов и появляется возможность обеспечения точностей, практически недосягаемых в аналоговых системах, что делает использование ДСФ особенно эффективным в случае больших баз сигнала, для которых реализация аналоговых фильтров невозможна.
Поясним сказанное. При использовании аналоговых методов обработки (в частности, и оптимальной процедуры) в приемном устройстве анализу подвергаются непрерывные реализации смеси сигнала и помехи, что обусловливает высокие требования к точности и стабильности параметров аппаратуры. При использовании цифровых методов обработки полезная информация отображается не в абсолютных значениях тока или напряжения и не в параметре сигнала, а в факте наличия или отсутствия различимых сигналов в фиксированные моменты времени. Это позволяет широко использовать при реализации дискретных (цифровых) согласованных фильтров элементы цифровой техники и новые принципы конструирования с применением интегральных схем. Простота реализации ДСФ, широкие возможности использования в них микросхем и малая зависимость их работы от отклонений и нестабильностей элементов схем делают полезным и целесообразным их рассмотрение.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
