Пестряков Б.В. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации (1973) (1151884), страница 53
Текст из файла (страница 53)
Это усложнение тем более значительно, чем больше база используемых сигналов. В реальных схемах оптимального приема ШПС наблюдаются заметные потери энергии, которые необходимо учитывать: в некоторых случаях эти схемы могут быть реализованы только для сигналов с ограниченной базой. Выше были подробно рассмотрены методы анализа и даны количестенные результаты оценки потерь энергии в устройствах различного вида, обусловленных отклонениями и нестабильностями, наличием паразитных параметров и неидеальным выполнением функций. Совокупность потерь в каждом из устройств определяет результирующие, общие или суммарные потери.
Доля, вносимая каждым из каскадов или устройств в общие потери достоверности или энергии, может быть 262 различной. При проектировании необходимо стремиться к целесообразной степени приближения к идеальным результатам. Нет смысла чрезмерно усложнять схемы отдельного или нескольких каскадов, или отбирать дорогостоящие точные стабильные элементы для этих каскадов, чтобы приблизить их характеристики к идеальным, если остальные каскады или какое-то отдельное устройство вносят значительно большие ухудшения.
Как правило, усложнение схемы и применение дополнительных мер подрегулировки и стабилизации целесообразно для тех каскадов и устройств, в которых потери наиболее существенны. В корреляционных схемах потери мало зависят от величины базы, но имеют место болыпие затраты времени на поиск и синхронизацию, увеличивающиеся с ростом Б,. Их уменьшение связано с еще большим усложнением аппаратуры.
Используя результаты расчетов, приведенных выше для различных примеров устройств, и методику з 6.5, можно дать количественную оценку потерь в корреляционных и фильтровых схемах приема ШПС. Реализация схем с корреляторами в условиях грубой РЭА мало- целесообразна, так как средние потери энергии могут достигать 10-.-20 (1Π— 13 дБ) и более, а максимальные более 15 — 25 (12 — 14 дБ). В условиях точной РЭА можно ожидать, что средние потери составят 3 — 5 (5 — 7 дБ) и максимальные 5 — 10 (7 — 10 дБ). Большие возможности по улучшению параметров схем с корреляторами дает широкое использование в них типовых интегральных схем, позволяющих реализовать практически все устройства, входящие в состав этих схем, включая устройства поиска и синхронизации.
Лля высокоточной РЭА потери в схемах с корреляторами могут быть уменьшены до 2 — 3 (3 — 5 дБ). В фильтровых схемах неидеальность аппаратуры оказывает значительно большее влияние на потери достоверности и энергии, возрастающие с увеличением базы, что приводит к ограничению реализуемой величины Б,. Создание схемы с согласованными фильтрами в условиях грубой РЭА не имеет смысла, так как при наличии значительных потерь энергии достижимая база не превышает 20 — 30, особенно существенно при этом сказываются неточность и нестабильность элементов линии задержки. Лля точной РЭА потери могут составлять 4 — 1О (6 — 10 дБ) и база сигнала ограничена величиной 50 — 100.
При использовании в линиях задержки особо точно изготавливаемых узлов и применении для остальных частей схемы элементов точной РЭА можно рассчитывать на создание согласованных фильтров с базой до 500 — 1000 и общими потерями 6 — 10 дБ. Еще большее увеличение базы связано с развитием наиболее перспективных и точных методов реализации РЭА и ее элементов. Болыпие возможности по увеличению базы фильтра дает использование ЧМн сигналов в связи с ограниченным числом отводов в высокоточных и стабильных ультразвуковых линиях задержки.
Значительный интерес представляют многокаскадные согласованные фильтры. Глава седьмая КВАЗИОПТИМАЛЬНЫЕ МЕТОДЫ ОБРАБОТКИ ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ 7.1. Комбинированная обработка составных шумоподобных сигналов с использованием после- детекторного накопления Одним из основных путей преодоления трудностей, связанных с реализацией оптимальных правил обработки ШПС, является использование близких к оптимальным, но неоптимальных алгоритмов. Такие неоптимальные (или квазиоптимальиые) алгоритмы (правила) обработки обычно строятся так, чтобы, несколько ухудшая параметры обнаружения и различения сигналов на фоне помех, либо упростить устройства обработки и поиска, либо сократить время поиска, либо дать какие-либо другие преимущества по сравнению с оптимальным правилом. И если ухудшение параметров системы невелико, а преимущества, связанные с практической реализацией или функционированием системы, существенны, то применение квазиоптимальных алгоритмов оказывается выгодным.
К наиболее характерным способам квазиоптимальной обработки можно отнести два. В одном из них используются составные ШПС и их комбинированная обработка на радиочастоте и после детектора, другой основан на использовании дискретных согласованных фильтров. Применение комбинированной обработки, в которой совмещены обработка на радиочастоте (когерентиая фильтрация) и обработка после детектора, т.
е, по видеочастоте или по огибающей (некогерентное накопление), позволяет: во-первых, существенно снизить требования к точности выполнения согласованных с ШПС на радиочастоте фильтров, так как база сигналов, обрабатываемых когерентно, может быть сделана значительно (на порядок) меньше; во-вторых, за счет уменьшения длительности когерентно обрабатываемой части сигнала существенно ослабить влияние частотной неопределенности и допустить значительно ббльшие отклонения по частоте, чем при обработке на радиочастоте всего сигнала. Если используется поиск по частоте, то комбинированная обработка дает возможность уменьшить время поиска по частоте (или уменьшить число частотных каналов, перекрывающих заданный диапазон отклонений частоты).
Использование комбинированной обработки также удобно в тех случаях, когда наблюдаются изменения частоты принимаемого сигнала в течеяие его длительности Т„ что нарушает когереитность колебаний, а слежение за изменениями частоты осуществить не удается. Физический смысл применения такой обработки в атой ситуации можно пояснить следующим образом. Из-за того что нарушение коге- 264 рентности в течение времени Т, препятствует когерентной обработке полного сигнала, сигнал разбивается на целое число частей, внутри каждой из которых (при имеющихся нестабильностях частоты) когерентность сохраняется (затем уже эти части обрабатываются вместе на видеочастоте после детектора, чтобы «собрать» полный сигнал).
При комбинированной обработке необходимо использовать специальные ШПС вЂ” так называемые составные сигналы. Составной сигнал длительностью Т, образуется из нескольких частей (или сложных элементов) длительностью Т„ < Т„ которая выбирается такой, чтобы набег фаз при заданных частотных отклонениях оказывался в пределах допустимого (т. е. чтобы выброс на выходе согласованного фильтра уменьшался не намного) при заданной полосе частот или чтобы на такую длительность можно было собрать и наладить согласованный фильтр. Эти части сигнала являются также сложными сигналами, но с меньшими базами Б„ = Л1,Т»о.
Теперь можно в общем виде сформулировать правило построения «-го составного сигнала 3! (1), предусматривающего комбинированную обработку. За время Т„ выделенное для передачи одного из р, полных сигналов, излучается последовательно Уоо сложных элементов сигнала, каждый длительностью Т„= Т,/Уоо. При выборе конкретных сложных элементов необходимо, чтобы они принадлежали к ансамблю ортогональных (или квазиортогональных) сигналов, причем каждый элемент сигнала занимал всю (или почти всю) выделенную для работы системы полосу частот 2Л(,. Таким образом, сложные элементы сигнала имеют базу Б„= Ц«Т»11«'оо, в У„раз меньшую, чем база полного сигнала.
Они представляют собой некоторые сложные функции времени ( з»«а (1) при 0 <1 < Та«~ оо Здесь р„— объем ансамбля (алфавита) сложных элементов сигнала. Из сложных элементов сигнала а„„(1) в соответствии с выбранным для передачи «-го сигнала з! (1) правилом (кодовым словом, или последовательностью символов, определяющей порядок чередования сложных элементов) составляется сигнал или сигнальное слово, как уже говорилось, из й1„символов или сложных элементов. Обозначим такую последовательность (кодовое слово) через с«! (с«!ь со«„ о««!о„).
При этом каждому символу !хсд последовательности соответствует некоторый сложный элемент сигнала з„(1). Итак, полный сигнал з! (1) можно записать в виде следующей суммы: Ф вЂ” ! »о з! (1) = Х з„„; (1 — 1Т„), (Т.1,1) 1=» а=1,2,...,р„, 1'=1,2,",М„, »=1,2,",ра,. В общем случае последовательность и! может являться любой р„-ичной кодовой последовательностью. Если алфавит сложных 265 элементов сигнала состоит из двух элементов, т. е.
р„= 2, то последовательность составляется из двух различных символов, а кодом сигнала может быть любой двоичный код длиной Л'„. Основной особенностью рассматриваемых составных сигналов, допускающих комбинированную обработку с использованием частичного накопления на видеочастоте, является то, что сложные элементы должны быть ортогональны илн квазиортогональны. Это позволяет в случае двоичного составного сигнала обработать каждый из них в своем согласованном фильтре, причем оба фильтра могут быть построены на одной линии задержки.
Выходы согласованных фильтров (обрабатывающих сложный элемент на радиочастоте) после детектирования подаются на схему последетекторной обработки, осуществляющей такое комбинирование в соответствии с кодом сигнала, при котором получается максимальный выброс напряжения (в момент окончания сигнала).
В простейшем случае двоичного составного сигнала выходы детекторов, включенных после фильтров, согласованных со сложными элементами, суммируются с соответствующими знаками и получившаяся двоичная кодовая комбинация обрабатывается в согласованном с нею фильтре на видеочастоте. Напомним, что если возможна обработка полностью на радиочастоте, составной сигнал может быть создан другим способом. В этом случае сложные элементы могут быть противоположными, и сигнальное слово может быть образовано путем изменения начальной фазы элемента в соответствии с кодом сигнала, который может быть псевдослучайной последовательностью. Такие сигналы и их прием были рассмотрены в гл.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
