Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами (1985) (1151877), страница 44
Текст из файла (страница 44)
Энергия, заключенная в этих лепестках, очень мала и ею можно пренебречь. Потери для ДЧ сигналов и расстройки Ро=2(То [701 где $1(п) =1,85. Заменяя Р=2М(То и Т=Мто, получаем для ДЧ сигналов Ь= =0,694 или Ь= — 1,58 дБ. При сравнении полученного результата с потерями для ФМ сигналов видно, что ДЧ сигналы характеризуются меньшими потерями, так какдля ФМ сигналов необходимо иметь (1=2 †: 4. Если же использовать ДЧ сигналы с расстройкой Ро= 1(То между спектрами, то при этом потери будут еще меньше. Следовательно, ДЧ сигналы лучше используют отведенную полосу частот и обладают меньшими потерями, чем ФМ сигналы, Влияние потерь на параметры систем связи В системах связи с ШПС потери можно компенсировать либо за счет дальнейшего расширения полосы частот Р, либо за счет снижения скорости передачи информации йт.
Допустим, что осуществляется некогерентный прием )о ортогональных ШПС с заданной вероятностью ошибки на одну двоичную единицу информации Р, о. Можно показать, что относительная ширина спектра в такой системе связи 1 [1 1п(4Рошо) 121п2. 1Г роз ( 1пр 209 Наличие потерь Ь эквивалентно уменьшению мощности сигнала Ре и может быть компенсировано увеличением ширины полосы частот до величины Р/Ь или уменьшением скорости передачи и1нформации до величины В'Ь. Из результатов приведенных исследований следует, что нз-за неравномерности спектров ШПС потери могут достигать значений 1,5, ..., 6 дБ. Такие потери нельзя считать допустимыми, так как они обусловлены неудачным выбором сигналов.
Поэтому выбор ШПС для систем связи должен предусматривать оптимизацию по спектру таких сигналов, так как чем меньше неравномерность спектра, тем меньше потери. 11. АДАПТИВНЫИ ПРИЕМ ШПС 11.1. Оеновьг адантнвного прнена ШПС При адаптивном приеме ШПС необходимо анализировать совместное распределение помехи и сигнала на частотно-временной плоскости (см.
рис. 10.1, 10.2) и в зависимости от конкретного распределения в соответствии с (10.43) изменять коэффициент передачи согласованного фильтра. Реализация адаптивного приемника, в состав которого входит согласованный фильтр с переменным коэффициентом передачи, наиболее проста в том случае, когда такой фильтр является многоканальным, причем в каждом канале все частотно-зависимые элементы остаются постоянными, а изменяется только коэффициент усиления. Каноническая схема адаптивного приемника приведена на рнс.
11.1 [5, 64, 65, 69]. Он состоит из М каналов, в каждом из которых есть элементный согласованный фильтр (СФ), линия задержки и усилитель (Ус) с переменным коэффициентом усиления. Согласованные фильтры СФь ..., СФм определены для ЧВЭ сигнала, а линии задержки компенсируют время задержки ЧВЭ, т. е. в момент окончания сигнала (1= СЭ1 ея =Т) пики автокорреляцион- ных функций (АКФ) элемен+ тов совпадают и осуществляется когерентное накопление. Анализатор каналов (АК) в момент окончания сигналов дк производит анализ отсчетов напряжений на выходах СФ и Рис. 11.1.
Адаптивный ириемиик по принятому алгоритму уста- навливает коэффициенты усиленна, т. е. веса, с которыми напряжения на выходах фильтров входят в общую сумму. Помехоустойчивость адаптивного приемника при действии помех, энергия которых каким-то образом сосредоточена в отдельных ЧВЭ базисного прямоугольника (см. рис. 10.1), зависит от 210 числа совпадений ЧВЭ сигнала и помехи и от отношения сигнал- помеха на выходе СФ (элементное отношение сигнал-помеха). Для определения числа совпадений необходимо проанализировать те ЧВЭ, в которых сосредоточена энергии сигнала. В табл.
11.1 ариведены число А анализируемых ЧВЭ для рассматриваемых типов сигналов, а также базы элементных согласованных фильтров (см. также табл. 10.1). Для ДСЧ-ЧМ и ДСЧ-ФМ сигналов предполагалось К=М. Число анализируемых ЧВЭ определялось путем наложения рис. 10.1 на рис. 10,2,а ... г. Как видно из табл.
11.1, наименьшее число анализируемых ЧВЭ требуется для сигналов ДСЧ-ЧМ и ДСЧ-ФМ. Таблица 11.2. Число совпадений Таблица 11.1. Число анализируемых ЧВЗ и йио по оо йний но о о о оно 0**о о от о т" з оя о ы о о з' сиии "о н оом оон з с База злемеитного согласоааннога филь- тра и о о 'т и Число анали зируемых чвэ а т сигязла Тип сигнала /у/мз Узкополосная (импульсная) помеха Структурная помеха ДЧ ~/.'/М' М ~ 1/М) Фм м ~ 1/и ~ 1 ~ 1/и ДЧ ДСЧ-ЧМ ~ 1 ~ 1/М ~ 1 ~ 1/М дсч-Фм ДСЧ-ЭМ ~ 1 ~ 1/М ~ 1 ~ 1/М В табл.
11.2 приведены значения числа совпадений узкополосной (или импульсной) и структурной помех со всеми рассматриваемыми сигналами. При определении числа совпадений предполагалось, что действует только одна помеха, причем структурная помеха принадлежит к рассматриваемому классу сигналов. Корреляционные свойства ФМ сигнала определяются взаимокорреляциоцной функцией (ВКФ), а не числом совпадений. Известно, что среднеквадратическое значение ВКФ ФМ сигнала равно 1/)У уг/ми 1//И, которое совпадает со средним значением относительного числа совпадений для ДЧ, ДСЧ-ЧМ, ДСЧ-ФМ сигналов. Как следует из табл. 11.2, рассматриваемые ШПС обладают одинаковыми характеристиками с точки зрения числа совпадений ЧВЭ сигнала и помехи, т.
е. не имеют принципиальных преимуществ относительно друг друга. Однако ДСЧ-ЧМ и ДСЧ-ФМ сигналы позволяют иметь меньшее число каналов в адаптивном приемнике. Поэтому в дальнейшем выводятся формулы для ДСЧ-ЧМ, ДСЧ-ФМ сигналов. Однако полученные результаты будут справедливы для любых ШПС, поскольку окончательные формулы зависят от относительного числа «пораженных» ЧВЭ. 211 Отметим, что метод, основанный на определении числа «пораженных» ЧВЭ и элементных отношений сигнал-помеха, справедлив для помех, не коррелированных с ШПС.
11.2. Элементное отношение сигнал-номеха отношение сигнал-помеха дг = 2 р'„В, отношение мощностей сигнала и помехи р«=~ «7~ п~ (11.4) (11.5) отношение сигнал-шум г г 2Е дг =дг = — =2рг В=Мдгц ваг я:т ш е (11.6) отношение мощностей сигнала и шума р' =Р,(Р„. (11.7) Отметим, что дгг,„— максимальное отношение сигнал-шУм, равное отношению сигнал-шум на выходе когерентного накопителя — сумматора («+» на рис. 11.1) при воздействии собственного шума. С учетом введенных обозначений элементное отношение сигнал-помеха при воздействии помехи и шума ~)т '7п 1 + (11.8) 212 На выходе произвольного элементного согласованного фильтра определим это отношение следующим образом.
Допустим, что прием сигнала всегда осуществляется на фоне собственного шума приемника, который представляет собой нормальный случайный процесс с равномерной спектральной плотностью мощности Уг. Пусть число ЧВЭ равно М, энергия ЧВЭ Ег Р~Т(М. Элементное отношение сигнал-шум на выходе элементного согласованного фильтра при воздействии только шума 9о =2 ЕоФ«.
(11.1) Предположим, что преднамеренная помеха совпадает с лг ЧВЭ и независимо от числа пораженных элементов мощность помехи Р,=сонэ(. В этом случае мощность помехи, приходящаяся на один элемент, равна РДт, а суммарная мощность помехи и шума— Р„(т+Р (М, где Р~=№Р — мощность шума в полосе пропускания адаптивного приемника. Обозначим базу ШПС В=РТ=В Мг, (11.2) базу ЧВЭ Вю Р«Т (11.3) Формула (11.8) справедлива для шумовых, узкополосных и импульсных помех: для шумовых помех — при равномерной — спектральной плотности помехи в пределах полосы частотного элемента; для узкополосных в при постоянном в пределах полосы частот Ро модуле коэффициента передачи элементного согласованного фильтра; для импульсных в при Тат 1/Р. т /Я маа т а 11.4. Адаптивный прием и оптимальное накопление В адаптивном фильтре (см.
рис. 11.1) напряжения с выходов элементных согласованных фильтров суммируются в когерентном накопителе с определенным весом. Веса устанавливаются в усилителях с переменным кэоффициентом усиления. При когерентном весовом накоплении на выходе сумматора максимум отношения сигнал-помеха имеет место при весовых коэффициентах Чв = ~ад'пе. (11.11) 2!3 11.8. Согласованный фильтр и линейное накопление Сначала рассмотрим случай, когда коэффициенты передачи усилителей на рис. 11.1 постоянны, т.
е. фильтр рис. 11.1 — согласованный; помехой поражены гп ЧВЭ, т. е. в пг каналах отношение сигнал-помеха равно дв„, (11.8), а в (М вЂ” т) каналах — да' (11.1). При этом отношение сигнал-помеха и дО'1— (11.9) Мдм~ Заменяя в (11.9) деа и да согласно (11.1), (11.8), получаем д', =д! д'../(д.'+д.' ); (11.10) где д,а (11.4) — отношение сигнал-помеха при условии, что шума нет и помеха поражает все М элементов. На рис. 11.2 прямая 1 — зависимость досад „от гп1М, построенная в соответствии с (11.10). Так как д'с не зависит от гп, прямая 1 параллельна оси абсцисс.
Из (11 10) следуют два основных вывода. 1. Отношение сигнал-помеха на выходе согласованного фильтра рис. 11.2 не зависит от числа пораженных элементов. Это является следствием ограничения общей мощности поме- 4 г хи Р и равномерного ее распреде- з ления на пт пораженных элементов. 2. Отношение д'с всегда меньше на- а Рг именьшего из отношений: д'ш„или ~г/~ " 7 дт . Если даш »дта, то дестдт„. а дг 84 дэ дат/м При этом, как следует из (11 4), отношение сигнал-помеха определяет- Рнс. 11.2.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
