Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (с содержанием) (1151797), страница 26
Текст из файла (страница 26)
Толщина ленты нли диаметр цилиндра при этом должны быть порядка длины ультразвуковой волны в материале звукопровода для средней частоты спектра сигнала в тракте промежуточной частоты. На рис. 3.42 схематически показан пример подобного дисаерсионного улыпрозаукового волновода с пьезоэлектрическими преобразователями, которые преобразуют электрические колебания в ультразвуковые за счет прямого пьезоэффекта и ультразвуковые в электрические — за счет обратного. На рисунке схематически показан усилитель с корректирующей амплитудно- частотной характеристикой. Еслипоследняякорректирует лишь амплитудно-частотные искажения в ультразвуковом волноводе, на выходе получается сжатый радиоимпульс с огибающей вида —" (см. рис. 3.35, а).
Уровень наибольших боковых выбросов такого импульса составляет около 22%. Поэтому в корректирующий усилитель могут включаться дополнительные звенья для уменьшения остатков за счет некоторой неоптимальности фильтра, ведущей к округлению амплитудно-частотного спектра, т. е.
к приближению результата оптимальной фильтрации к условиям рис. 3.35, б. При таком скруглении спектра должно одновременно наблюдаться некоторое расширение сжатого импульса. Скругление спектра может быть осуществлено в каскадах резонансного усилителя с частотной характеристикой, близкой к колокольной. Для уменьшения остатков сжатых частотно-модулированных, а $3.! В !43 также фаза-манипулированных сигналов используют часто так называемую весовую обработку, состоящую в компенсации боковых выбросов с помощью сигналов, снятых с отводов линии задержки. Убедимся, что весовую обработку можно рассматривать как разновидность скругления спектра, и приведем расчетные данные об ее эффективности.
Пусть прямоугольный амплитудно-частотный спектр с полосой П пропускается через паласовой фильтр с частотной характеристикой К (1) = ~ а+ 2 Ь соз (2п — ') ~ е """ где г, — задержка в фильтре; а, Ь вЂ” весовые коэффициенты. Соответствующая амплитудно-частотная характеристика для а = 0,5, Ь = 0,25 изображена на рис. 3.43, а. По частотной характеристике (1) рассчитаем импульсную (()= ~ КВ "™й1 1 П Полагая 1, = —, а отношение — целочисленным, получим П' )о о(1) =Ь5(с)+аб(1 — — )+Ь5 ~1 — ). П) ~ П) (2) Данная импульсная характеристика реализуется с помощью сумматора, к которому подключены вход и отводы неискажающей линии задержки на 11П и 2(П, причем суммирование ведется с весами Ь, а, Ь (рис.
3.43, б). Устройство с импульсной характеристикой (2) называют поэтому устройством весовой обработки. При а = 0,5, Ь = 0,25 потенциально обеспечивается снижение уровня боковых лепестков до 2,4%. Известная неоптимальность обработки приводит при этом к энергетическим потерям примерно до 1,7 дб (расчет аналогичен приведенному в З 3.12.) Кроме того, в связи с общим сужением спектра основной лепесток сжатого импульса расширяется примерно в 1,2 раза. Если выбрать а = 0,54 и Ь = 0,23, расчетный уровень боковых лепестков сжатого импульса снизится до 0,1694, потери составят 1,3 дб, но основной лепесток расширится в 1,5 раза. Наряду с дисперсионными ультразвуковыми и электрическими линиями в качестве элементов оптимальных фильтров частотно- модулированных радиоимпульсов могут использоваться недиспергирующие линии задержки с неравномерно распределенными дискретными сьемами (рис.
3.44, а). Импульсную характеристику такой линии (с учетом ее конечной полосы пропускания) аппраксимируем последовательностью коротких прямоугольных видео- импульсов единичной амплитуды длительностью Лт на интервале И4 $ 3.1 з Та ! ! вг'с) Рис. 3.43. Амплитудно-частотная харантеристика (а) корректнруювтего устройства весовой обработки (б) )У( < т,!2 (рнс. 3.44, б). Вначале остановимся на случае равномерного расположения съемов, соответствующем одинаковым интервалам задержки Т, где Ьт сс; Т с(.' тн.
Тогда последовательность видеоимпульсов можно считать периодйческой (с периодом Т) и описать ее спектральным разложением: В о (г) =- — + р — яп соз — ~1 — т — — ), (3) Ат кч 2 . тиЛт 2тк Г Ат '1 Т ти Т Т ~ 2) т=1 где т характеризует момент начала одного из импульсов.
При этом момент начала произвольного импульса с номером й определяется соотношением га —— т + яТ(я = О, 1, 2, ...). Если параметр т будет меняться во времени, соответственно будут меняться и моменты начала импульсов га = т(га) + яТ. Таким образом, за счет подбора функции т(г) можно учесть неравномерность распределения дискретных съемов. Подбор функции т(г) целесообразно осуществить так, чтобы гармоники разложения (3) оказались частотно-модулированными (рис.
3.44, в). Выбирая квадратичный закон изменения т(г) = = сга — Лт/2 и полагая, что для интересующих нас членов ряда лтЛт сз, Т, представим импульсную характеристику в виде суммы о(У) "т ~ )+2ччтсоз 2тн У,Уг) !45 6 эан ~тоо — та— Прелбоазобатели МулрлраЯИ Рис. 3.44. Принцип формирования ЧМ импульсной ха- рактеристики на недиспергирующих линиях а — схема формирования.
б — импульсная характеристика, « — ее «гармоники», а в реализации схеме на клиновом авукопроводе !46 в 3.16. Принципы корреляционно-фильтровой обработки когерентных сигналов В каждом из вариантов оптимальной обработки при обнаружении когерентных радиосигналов встречается вычисление корреляционных интегралов или их модульных значений: г (а) = ~ х (1, а) у (1) Й, В 2 3.7, 3.8 было рассмотрено вычисление этих величин путем непосредственного умножения н интегрирования с помощью коррелятора.
В $ 3.9 — 3.15 имелось в виду их получение в виде амплитуды напряжения или самого напряжения в некоторый определенный момент времени на выходе линейного оптимального фильтра. Возможен также комбинированный способ 'вычисления, при котором используется как непосредственное перемножение напряжений, так и фильтрация полученного при этом колебания. Приемник, построенный по такому принципу, условимся называть корреляционнофилыпровым.
Различные виды корреляционно-фильтровой обработки имеют разную степень сложности. Как и в 2 3.11, 3.!2, начнем с простейшего случая обнаружения когерентной пачки радиоимпульсов, но без использования линии задержки с отводами, рассчитанной на большую задержку. Ожидаемую пачку радиоимпульсов х(1,а) представим как произведение двух колебаний: колебания х,(1,а) в виде неограниченной периодической последовательности видеоимпульсов и высокочастотного колебания х,(1, а) частоты ~„модулированного огибающей пачки.
Как видно из эпюр рис. 3.45, и, при перемножении функций х,(1, а) и х,(1, а) действительно получается ожидаемоеколебание х(1, а). Далее считаем х, (1,а) = х, (! — а). Тогда операции взятия корреляционного интеграла г(а)= ~ х,(1,а)х,(1,а)у(1)й можно свести к следукхцим (рис. 3.46, а). Принимаемое колебание и(1) стробируется с помощью периодической последовательности видеоимпульсов, временное положение которых соответствует принимаемой пачке.
При этом получается колебание у,(1) = у(1)х,(1, а). Стробирование практически осуществимо лишь для фиксированных значений времени запаздывания, что ограничивает возможности корреляционно-фильтровой схемы по сравнению с фильтровой. 148 й зла лг(с,ы) а) Ютг'г) Рис. 3.45. Представление когерентной последовательности импульсов в виде произведении двух функций (а) и напрнженин на входе и выходе фильтра в схеме рис. 3.46, а (б) ГуЯ)лдс.~РВМг иду! для с=гк Са Рис.
3.46. Схемы корреляционно-фильтровой обработки: н — простейшая скопа без преселеитора, б — обобщенная скема су. пергетеродииного приема )49 й З.)6 Последующие операции умножения у,(Г) на хе(Г, и) = хе(à — сс) и интегрирования осуществляются фильтром с импульсной характеристикой о(1) = х,(~, — г) (рис. 3.46, а). Простым приближением к такому фильтру' является узкополосный контур, полоса которого обратно пропорциональна длительности пачки. Импульсы сигнала, растягиваясь в контуре, накладываются и когерентно суммируются (эпюры рис.
3.45, б), а предварительное стробирование помогает избежать при этом излишнего накопления шумов в моменты отсутствия сигнала. Интегрирование может производиться не только на высокой, но и на п р о м е ж у т о ч н о й частоте. На рис. 3.46, б показана обобщенная схема еупергетеродинного приема, пригодная, в частности, и для когерентного интегрирования пачки на промежуточной часстоте. На этой схеме принятые колебания поступают в преселектор с импульсной характеристикой о,(1), а оттуда — на умножитель, выполняющий функции смесителя, на который подаются гетеродинные колебания х,(Г, а) = Х,(Г, а) сов[(2пг', г+ ~р,(г, я)). Выход умножителя подключен к оптимальному фильтру (усилителю промежуточной частоты Я с импульсной характеристикой о(г) = = хне — (), где ха(~) = Хг(Г) соз (2п)е Г + ~рг(Г) ).
Напряжение на выходе преселектора определяется при этом интегралом свертки у,Я= ~ у(з)о,(( — з) ( ОО на выходе смесителя — произведением у,(1) =у,(г) х,(г,а) а на выходе УПЧ в некоторый момент г = а+ г — интегралом свертки ОО г(а)= ~ у (д)о(а+Г,— д)дд= Ю ~ у,(б) х,(д — а) пб. Совокупность выполняемых операций эквивалентна вычислению корреляционного интеграла СО г(а) = ~ у(з)х(з, а)дз, 150 в котором х(в,и) играет роль ожидаемого сигнала, оптимально обрабатываемого схемой рис.
3.46. Заменяя з иа 1, имеем х (1, а) = ~ о, (д — 1) х, (д, а) х, (д, а) дб. (2) Выражение (2) может быть существенно упрощено при следующих предположениях: 1) Колебания хз з(1, а) имеют несущие частоты ~из, амплитудные множители Х|м(1, а) и аргументы ~р~ з(1, и), такие, что спектры иа суммарной и разиостиой частотах (1, ~ 1,), получающиеся в результате перемножения функций кц з(1, а), ие перекрываются. Это зиачит, что образуются иеперекрывающиеся каналы приема иа указаниых частотах, один из котоРых ~, + 1з = 1, считаетсЯ далее основным, а второй 1, — )з = 1, — зеркальным. 2) Избирательность преселектора достаточно высока, чтобы подавить зеркальный канал приема, а его полоса пропускаиия достаточио широка, чтобы ие внести искажений в основной канал .
При этих условиях, с точностью до числового множителя, определяемого коэффициентом передачи преселектора, выражение (2) сводится к виду х (1, а) = Х, (1, а) Х, (1, а) соз [2п Д, + + 1з) 1+ ~р, (1, а) + <рз (1, а)), (3) т. е. частота, амплитудный множитель и закон изменения начальной фазы сигнала, для которого обобщенная супергетеродиииая схема является оптимальной, определяются соотношениями: 1о =1з+ 1з Х(1, а) =Х, (1, а) Х,(1, а), (4) <р(1, а) =<р,(1, а)+~р (1,и). Отсюда, задаваясь, например, параметрами сигнала и законом модуляции гетеродииа, можно найти параметры колебания, с которым должен быть согласован оптимальный филыир промежуточной частоты: 1з /з 1 Х, (1 а) = Х (1,а)/Х, (1, а), ~рз (1, а) = ~р (1, а) — а, (1, а).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
