Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы. Под ред. Ю.М.Казаринова (2008) (1151786), страница 33
Текст из файла (страница 33)
Отобранные здесь в качестве примеров виды сложных сигналов не должны рассматриваться как самые типичные для современных РТС. Упоминание именно этих сигналов связано с их большей методической наглядностью по сравнению с другими. В реальных же системах помимо рассмотренных находят применение 169 и другие виды сложных сигналов. Так, для получения нулевых боковых лепестков Чг,„(т) вместо двоичной часто применяют р-ичную фазовую манипуляцию либо двоичную ФМ дополняют введением пассивных пауз. Остановимся на некоторых часто используемых кодированных сигналах. Из так называемых полифазных кодов (р-ичная ФМ) интересны коды Франка, представляемые в виде матрицы (4.39), элементы которой умножаются на дискрет изменения начальной фазы элементарных импульсов ФМ сигнала 2н/р рад.
0 0 0 0 ... 0 0 1 2 3 ... !'т* — 1 0 2 4 6 ... 2(!У вЂ” 1) О 3 6 9 (4.39) (у !)г Рис. 4.8. Сигнал с частотно-временным кодированием; а — сигнал во вреиеннбй области; б — сигнал в частотной области; в — структу- ра сигнала 170 При этом число элементарных импульсов кодовой последовательности гт' = рг, что определяет возможный коэффициент сжатия и уровень боковых лепестков. При больших гт' величина последних в нг!т' раз ниже основного пика сжатого сигнала.
Так, при р = 5 дискретность изменения фазы составляет 72', длина последовательности и коэффициент сжатия равны !т' = )гг = 25, а уровень боковых лепестков на 23,9 дБ ниже основного пика. Для сравнения М-последовательность длины 31 (ближайшей к 25) дает при сжатии уровень боковых лепестков на 17,8 дБ ниже основного. Весьма интересны частотно-временные коды Костаса, при использовании которых сигнал представляет собой последовательность из М примыкаюших друг к другу радиоимпульсов (рис. 4.8, а), частоты заполнения которых скачкообразно изменяются в соответствии с выбранным кодом. Частота каждого импульса длительностью т„= т,/ М выбирается из М частот, перекрываюгцих полосу шириной ф; с шагом д/; т.е.
М = л4/~Ц'(рис. 4.8, б). При определенном выборе частот импульсов последовательности (рис. 4.8, в) можно получить ФН, близкую по Форме к «кнопочной». В этом случае коэффициент сжатия достигает величины В= д/т,= МфМт„. При Л/= 1/т„= М/т, коэффициент сжатия равен М1. Отметим, что для ФМ сигналов, у которых частоты элементарных импульсов одинаковы (изменяется начальная Фаза элементарного сигнала), база В = М и коэффициент сжатия равен М. При надлежащем выборе частот импульсов последовательности можно получить боковые лепестки в М раз ниже основного по напряжению или в М' раз по мощности.
Это легко понять из рис. 4.9, на котором приведены две смещенных диаграммы Костаса для М= 6. Тонкими линиями изображена диаграмма кода передаваемого сигнала, причем выбранные элементы отмечены прямоугольниками в соответствующих ячейках диаграммы. Жирной линией выделена диаграмма принимаемого сигнала, задержанного на время 2т„и имеющего смещение по частоте ЗЛ~ Соответственно задержке по оси времени и сдвигу по частоте диаграмма принятого сигнала смещена на 2 ячейки вправо по оси времени и на 3 ячейки вверх по оси частот, причем при приеме элементы отмечены окружностями.
Совпадение временного положения и частоты будет только в одной из М' = 36 ячеек диаграммы, что и определяет значение ФН в точке (2т„, ЗЛ~). Число возможных кодовых комбинаций быстро возрастает с увеличением М, а вместе с ним увеличивается коэффициент сжатия сигнала. При болыиих М можно обеспечить и низкий уровень боковых лепестков. Так, при М = 24 коэффициент сжатия равен Рис. 4.9. Частотно-временные диаграммы сигналов, отличающихся за- держкой и частотным сдвигом 17! 576, а уровень боковых лепестков ФН примерно на 27 дБ ниже основного. Большое внимание, уделяемое снижению уровня боковых лепестков сжатого сигнала, объясняется их отрицательным влиянием на возможность надежного разрешения по времени (дальности) двух близко расположенных объектов, особенно в случаях, когда их сигналы сильно отличаются по интенсивности.
Особое значение снижение уровня боковых лепестков имеет в условиях наблюдения целей на Фоне мешающих отражателей, создающих сильные сигналы на большом интервале временных задержек, в пределы которого попадают сигналы, отраженные от наблюдаемых целей, и они становятся неразличимыми на фоне мешающих отражений. В таких ситуациях короткие периодические импульсы, в принципе не имеющие боковых лепестков на оси времени, предпочтительнее, если при этом можно обеспечить одновременно с задшгной разрешающей способностью по дальности также необходимую максимальную дальность обнаружения и однозначность ее измерения.
Применение простых коротких импульсных сигналов снижает также возможность возникновения перекрестных пассивных помех, когда приемник одной РЛС принимает отраженные целью сигналы при ее облучении зондирующим импульсом другой РЛС, работающей на той же или близкой волне. При необходимости использования длинных, сжимаемых при обработке сигналов, весьма важно обеспечить снижение боковых лепестков. Анализ показывает, что при использовании ЛЧМ сигналов для уменьшения возможности взаимных помех полезно применять в соседних РЛС противоположный наклон ЧМ.
Синтезу периодических дискретных сигналов с оптимальными корреляционными свойствами и исследованию процедур подавления боковых лепестков при их обработке посвящена монография [7~, в которой приведен каталог бинарных последовательностей с малыми потерями, сопровождающими подавление боковых лепестков на временной оси, а также троичных последовательностей с идеальными периодическими автокорреляционными свойствами.
4.5. Разрешение по времени запаздывания и частоте. Частотно-временная функция неопределенности сигнала В локационных системах интерферирующие на входе приемника сигналы, отраженные различными целями, обычно отличаются друг от друга не только временем запаздывания, но и допплеровскими сдвигами. В случаях, характерных, например, для ра- 172 а б Рис.
4. !О. Частотно-временная ФН (а) и диаграмма неопределенности (б) дионавигации, связи по многолучевым трассам, приходится говорить о разрешении сигналов по времени запаздывания т и частоте Е; т.е. по двухмерному векторному параметру й., компонентами которого служат т и Е )ь = (т, Е!. Качество разрешения при этом определяется видом частотно-временнбй ФН Ч'(т, Е) = — ) 5(г)5*(г — т)ехр(-у2яЕг)((г. (4 40) ! 2Е Геометрически Ч'(т, Е) задает некоторую поверхность над координатной плоскостью (т, Е), причем в начале координат т = О, Е= 0 высота этой поверхности фиксирована и равна Ч'(О, 0) = 1 (рис.
4,(0, а). Две копии сигнала, сдвинутые друг относительно друга по времени запаздывания на т и по частоте на Е, разрешить тем легче, чем ниже уровень ФН (формула (4.40)) при данных т, Р; т.е. чем меньше высота поверхности на рис. 4. (О, а в точке с координатами т, Е. Таким образом, желательно, чтобы ФН Ч'(т, Е) как можно быстрее спадала по мере удаления точки (т, Е) от начала координат. Нужно отметить, что сечение Ч'(т, 0) ФН Ч'(т, Е) плоскостью Е= О, как следует из формулы (4.40), есть ФН по запаздыванию Ч'(т), и, следовательно, протяженность Ч'(т, 0) по оси т характеризует достижимую для данного сигнала разрешающую способность только по времени запаздывания (т.е.
возможность разрешения двух копий сигнала, имеющих разное время запаздывания, но одинаковые частотные сдвиги спектра). Аналогично протяженность вдоль оси Е сечения Ч'(О, Е) ФН (см. формулу (4.32)) плоскостью т = 0 определяет разрешающую способность только по частоте (когда разрешаемые копии сигнала совмещены по времени, но различаются частотными сдвигами спектра). При этом, как следует из формулы (4.40), функция й(О, й(-/ — ! (((~((',*р(-,2 й(й! = ! — ! Я Я *р(-Г2,й(~ 2Е !2Е (73 повторяет по форме амплитудно-частотный спектр квадрата действительной огибающей сигнала, т.е.
определяется исключительно законом амплитудной модуляции сигнала, Если протяженность сечения Ч'(т, 0) по т имеет порядок длительности т„корреляционной функции комплексной огибающей сигнала, то ширина сечения Ч'(О, Е) вдоль оси Е близка к ширине спектра действительной огибающей сигнала, т.е. значению, обратному длительности сигнала. Следует отметить, что в аксонометрическом изображении Ч'(т, Е) (см. рис. 4.10, а), наглядном в качественном отношении„ не всегда удается учесть количественные соотношения, поэтому для графического представления частотно-временной ФН нередко прибегают к методу, принятому в топографии, где профиль рельефа местности на бумаге передают с помощью изолиний, соединяющих географические точки одной и той же высоты.
Чтобы таким способом отразить рельеф поверхности, задаваемой ФН (см. формулу (4.40)), следует нанести на плоскость (т, Е) сечения поверхности Ч'(т, Е) горизонтальными плоскостями, поднятыми на ту или иную высоту относительно координатной плоскости. Подобное сечение на высоте Ч'(т, Е) = 0,5, называемое областью высокой коррелниии, или диаграммой неопределенности (рис.
4.10, б), задает область, в пределах которой уровень ФН превышает 0,5. Столь большое значение ФН позволяет с некоторой долей условности считать, что любые две копии сигнала, у которых взаимные рассогласования по времени запаздывания т и частоте Епопадают в пределы области высокой корреляции, неразрешимы. Это, в частности, означает, что для достижения высокой разрешающей способности по времени и частоте необходимо, чтобы диаграмма неопределенности имела довольно малую протяженность по любому направлению в плоскости (т„Е). При этом длина отрезка оси т в пределах области высокой корреляции есть длительность т„ьь корреляционной функции (см. формулу (4.25)) по уровню 0,5, т.е. характеризует разрешающую способность только по времени запаздывания.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
