Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 48
Текст из файла (страница 48)
3.8,а,.б). Исходя из заданного коэффициента трансформации сопротивлений й1 и В2, заданного диапазона частот /э.../, и допустимой неравномерности АЧХ в полосе пропускания, рассчитывают число линий (секций) и их волновые сопротивления [3.2]. Для примера на рис. 3 8,а показан трансформатор на трех секциях, в котором расчетные волновые сопротивления изменяются в одном направлении, последовательно принимая промежуточные значения между нагрузочными сопротивлениями В1 и Й2 (<оьл < <<л < <<г < Л'з «ьг). Такой трансформатор, у которого перепады волновых сопротивлений соседних секций меньше, чем отношение <тз/усы называют "синхронным".
Те же и даже лучшие электрические характеристики можно получить в "несинхронных" трансформаторах, у которых перепады волновых сопротивлений соседних секций могут быть значительно больше, чем отношение <ьг/Вы причем электрическая длина секции может Быть даже меньше Л/4 [3.2]. Наиболее 213 простой с точки зрения практической реализации и геометрических размеров двухсекционный трансформатор, показанный на рис. 3.8,б Вопервых, волновые сопротивления секций совпадают с нагрузочными сопротивлениями (волновыми сопротивлениями подводящих линий), те. 2сг = Вг, Хгг = Вг, и, во-вторых, оптимальная длина каждой секции составляет Л/12. В результате частотные характеристики трансформатора примерно такие же, как у односекционного трансформатора, а длина его двух секций равна Л/б вместо Л/4.
В [3.2] дана методика проектирования синхронных трансформаторов с числом секций 1-8 Широкодиапазонные трансформаторы можно выполнять на одно линии с плавно изменяющимся волновым сопротивлением — так нзываемые плавные переходы (рис. 3.8,в), в отличие от рассмотренн (рис. 3.8,а,б), которые называют ступенчатыми. Однако, как показывают расчеты, при одинаковых коэффициентах трансформации сопротивлений, коэффициентах перекрытия по частоте и неравномерности АЧК в полосе пропускания геометрическая длина плавных переходов оказывается значительно Больше, чем у ступенчатых. Рассмотренные цепи на сосредоточенных или распределенных сС- элементах обеспечивают трансформацию резистивного нагрузочного сопротивления В„в другое, также резистивное входное сопротивление Вкк на частоте / либо с некоторым допустимым рассогласованием сзУнк в полосе частот /н.../н.
На практике, в том числе при настройке, а также исследованиях ГВВ, важно обеспечивать с помощью согласующего четырехполюсника определенную трансформацию в общем случае комплексных сопРотивлений кгн в канн Выделяют два частных случая. Инверсная трансформация. Для этого можно использовать Т- или П-цепочку на сосредоточенных сС-элементах с одинаковыми по модулю реактивными сопротивлениями Х = 2л/Ь = 1/(2л/С~ (табл.
3.1, схемы 3 и 4) либо длинную линию Л/4, ЗЛ/4, 5Л/4,...с волновым сопротивлением Я,. При этом обеспечивается г,„= Хг/г„= гг/г„. В частности, при ян — — Вг будет у = Вг —— Хг/Вг = Х~/Ва и одновременно фазовый сдвиг выходного напряжения относительно входного на ~90'. Трансформирующие Т- и П-цепочки, даже выполненные в виде ФНЧ (см.
табл. 3.1, схемы 3 и 4), при работе от ГВВ могут не обеспечивать необходимой фильтрации высших гармоник, и тем более на частотах ниже рабочей. В этом случае можно испольэовать Т- и П- цепи в виде двух связанных последовательных или параллельных сС- контуров, схемы которых показаны на рис. 3.9. Связь между контурами обычно выполняют емкостнои С,н: в схеме рис. 3.9,а С„> С,,Сг, в схеме рис. 3.9,бС, < Сг,Сг.
Чем больше неравенства, тем более резонансная амплитудно-частотная характеристика связанных контуров Гт 11 Г1 Ссз сзи Рис. 3.9 и тем больше фильтрация вне полосы пропускания. С этой же целью добротности контуров выбирают больше единицы: в схеме рис. 3,9,а Янг — 2л/Ьг/Внк > 1; С)нг = 2л/Ьг/Вй г > 1; гн) в схеме рис. 3.9,бОнд — Вгнкг/(2л/Ь1)>1; С)нг = Вй /(2л/бг)>1 ~н~ Гн) где В~' и В~~ — некоторые номинальные (средние) значения входного Янк и нагрузочного Я„сопротивлений. Первыи и второй контуры настраивают в резонанс на рабочую частоту / с учетом емкости связи С„: в схеме на рис. 3.9,а при разомкнутом другом контуре 1 1 У= Уа1 = =Увг = 2гг Ьг Сг + С„ ы ы Сг+ С„ в схеме на рис.
3.9,б при замкнутом другом контуре 1 1 /=Увг = = Увг = г, гас, .г с,а г сгас, -г с,.г' При этом на частоте / последовательные и параллельные контуры представляют эквивалентные индуктивности Ьгкн (рис. 3.9), сопротивления которых равны по модулю сопротивлению емкости связи Хснкн = 2л/Еькн = 1/(2л/Ссн) Таким образом, связанные контуры на частоте / эквивалентны Г- или П-цепочкам с одинаковыми сопротивлениями всех трех реактивных элементов, и поэтому они обладают своиствами инверсии. Линейная трансформация. Включением последовательно двух инверсных четырехполюсников будет обеспечиваться линейная трансформация сопротивлений 214 дг г'зг се 41 Ряс. 3.11 217 216 КЯ тивные сопротивления ГС-элементов (или аз волновые сопротивления) 1-го и 2-го ин- а в — и КК версного четырехполюсников. Два инверсных четырехполюсника со- держат в сумме шесть реактивных злемен- Р .
Зсгв тов. Минимальное число элементов, из которых можно выполнить линейный трансформирующий четырехполюсник, может быть четыре (см. рис. 3.10). Величины реактивных сопротивлений его сС-элементов определяют по формулам (3,24) У Х, 1У 1 Хг = — 1+ — ) Х1' Хз = — , 'Ха = — — 11+ — ) Х1- Дг) ' Дг ' 1У '1, 1У) Здесь считается заданным коэффициент трансформации 1тгг, приъг чем хх может Быть любым действительным числом, как положительным, так и отрицательным, и произвольно выбираемый по знаку и величине первый реактивный элемент Х1.
Используя данные соотношения, можно пересчитать величины реактивных элементов в схеме рис. 3.10 при заданном последовательном элементе Хо Отметим, что Х1 или Хе и их величины могут быть заданы из условия обеспечения необходимого сопротивления цепи связи ГВВ на частотах высших гармоник (см. ~ 2.2 и 2 б). В табл. 3.2 приведены шесть вариантов линейно трансформирующих четырехполюсников в зависимости от знака Х1 и величины и знака 1'х1. З.З. Проектирование и расчет пепе11 связи с применением трансформаторов на ферритах Широкодиапазонные трансформаторы с коэффициентом перекрытия по частоте 10...10 и выше выполняют обычно с магнитопроводом.
з Их разделяют на два класса (3.1)1 с доминирующей магнитной связью между обмотками, т.е. обычные трансформаторы; с электромагнитной связью между обмотками, образованными отрезками длинных линий, так называемые трансформаторы на линиях (ТЛ).
Следует отметить, что трансформаторы на ферритах используются как в широкодиапазонных, так и в узкодиапазонных каскадах, в том числе предназначенных для работы на фиксированной частоте (717, ). Помимо конструктивной простоты, здесь не требуется точный подбор (нас настройка), как ь- и С-элементов в Г-, Т- и Л-цепочках. Кроме того, в его элементах малы контурные напряжения и токи и, следовательно, реактивные мощности. Поэтому КПД таких трансформаторов может Быть не ниже, а еще ближе к 1. Трансформаторы с магнитными связями В таких трансформаторах связь между первичной и вторичной обмоткой достигается за счет общего магнитного потока в магнитопроводе (рис. 3.11,а).
Коэффициент трансформации по току (напряжению) дискретный и пропорцио. пален о ален отношению количества витков в первичной и вторичной обмотках 2 2 цг/шг (по сопротивлению пропорционален квадрату отношении и1 /гг ). В трансформаторах с магнитными связями полоса пропускания ограничена снизу индуктивностями намагничивания оБмоток Ьвп а сверху— паразитными межвитковыми Св и межобмоточными С„1 г емкостями, индуктивностями рассеивания обмоток Ез и непосредственно индуктивностями выводов Ь,в, . В эквивалентнои схеме на рис.
3.11гбк схеме идеального трансформатора (ИТ) добавлены перечисленные реактивные элементы. Для средних частот рабочего диапазона реактивные сопротивления Ьвыв, Ь~ пренебрежимо малы, а 1 и Св очень велики. Нижняя граничная частота(в рабочего диапазона зависит от сопротивления индуктивностей Ь . Как правило, должно Быть 2тГвЬмг > (3...5)1тв, и соответственно 221вЬм1 > (3 ° ° 5)Лвх вам, где Лвхвам — (ш1/шг) Верхняя граничная частота )в определяется шунтирующим действием емкостей С„1, С„г и С„1 г и сопротивлением индуктивностей Ьзг, Ьзг, 7, и 7, . Кроме того, на некоторои частоте уе возникает резовыв1 выв2.
панс, образованный емкостью С„1 2 и индуктивностями рассеивания обмоток трансформатора. Для расширения полосы пропускания неоБходимо одновременно увеличивать 7,м и снижать Ьвв,в, Ез и С„. Поскольку эти требования противоречивы, полосу пропускания удается расширить рациональным конструированием трансформаторов [1.44).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
