Шахгильдян В.В. Проектирование радиопередатчиков (4-е издание, 2000) (1095865), страница 47
Текст из файла (страница 47)
Отметим, что согласно (3.7) для ФНЧ-трансформаторов, как и для ФНЧ, при одинаковых значениях г, Ку и б при максимально гладкой АЧХ требуется значительно большее число реактивных элементов, чем при равноколебательной АЧХ (соответственно штриховая и сплошная линии на рис. 3.3). Однако при равноколебательнои АЧХ необходим более точный подбор величин (.С-элементов. Поскольку даже при равноколебательной АЧХ с ростом Ку и г резко возрастает число т реактивных элементов, применение ФНЧ- трансформаторов оправдано только при Ку < 3...5 и г < 10...50, так чтобы гп не превьнцало 6...8. При больших Ку и г применяют только ФНЧ-трансформаторы с равноколебательной АЧХ.
5. В соответствии с полученным после округления т уточняют. (г — 1)2 б= при максимально гладкой АЧХ; /Кз+1 ™ (г — 1) +4г ( — 1)' б— при равноколебательной АЧХ. К +1 (г- 1) +4гсЬ 2 — АгсЬ 2 К72 — 1 6. Определяют еаа = 10!8(1/(1 — 6)) и КБВФ = (1 — т/6)/(1+ т/6). 7. РаССЧИтЫВаЮт КОЭффИцИЕНтЫ СЕ1,СЕ2..., СЕ»я; сг2 — М/су1, 'сез = Ф2/г; с»4 = гг»1, )е = 1 — 1/Ка; а = 1, б = О, с = О при максимально гладкой АЧХ; а = 4, б = 4, с = 1 при равноколебательнои АЧХ. При тп = 6 и 8, а также при гп = 2 и 4 для дискретных значении Ку и г при равноколебательной АЧХ коэффициенты берут из [2.3, приложение 2]. Остальные а-коэффициенты определяют по формулам 8.
Определяют величины (.С-элементов; при Квк.нен > Яа.нем в схеме на рис. 3.2,4 ПРИ Как.яен < Лн.нон В СХЕМЕ На РИС. 3.2,0' С»72С».нем Ю741 Ц=; С+,= (2=1,3,..., -1). 2я/а ' 2тг/а77».нен Пример. Рассчитать ФНЧ-трен»фарм»тор: граничные частоты 7» = 50 МГц, Уе = 100 МГц; нагрузочное сопротивление 11»» = 10 Ом; входное сопретивление й»»»,я = 5 Ом; допустимая неравномерность АЧХ Ьа < 0,05 лБ. Выбираем схему рнс. 3.2,5 н определяем г = 10/5 = 2, Ку = 100/50 м 2.
Пе (3.4) — (З.б) нлн по табл. 3.7 (см. ниже) для Ьа = 0,0435 дБ получаем б ( 0,0098 и КБВф > 0,82. Числе реактивных элементов пря раен»колебательной АЧХ 1 — 0,0098 (2 — 1)2 у 22+ 1 нс' = 2Агсв / Агсь = 3,08; 0,0098 4 ° 2 / 22 — 1 б- (2 — 1)2 — 0,00б. (2 — 1) + 4 ° 2сь — Агсб— 22+1'1 22-1) Затем Ье = 10!8 — = 0,026 дБ и КБВ6 м ' = 0 856, 1 1 — т/0,006 1 — 0,006 1+,/О,ОО6 Коэффициенты: = 1+1/2 м 1,25; = 1-1/22 = 0,75; = 4 (1,25) -4.1,25 0,752+0 754 = 6,566; — 1,25; = 0,57; ог = 1 25/057 = 2,19; стз = 2,19/2 = 1,095; ае = 2 0,57= 1,14.
Значения ЕС-элементов а схеме рис. 32,б; 71 = 057 10/2.344.100 10е = = О,О76 нГн; Сэ = 2,19/2 З04 1ОО 10».10 = З48 т лву Б = 1,095.10/2.3,14 1ОО 1О' = = 17,44 нгн; сч = 1,14/2 ° 3,14 100 10с ° 10 = 181,5 пчс В транзисторных и ламповых каскадах передатчиков при небольших коэффициентах перекрытия по частоте /т/ ( 2...3 в качестве входных, межкаскадных и выходных ЦС, а в ряде случаев и в качестве ВФС используют полосовые цепи или полосовые фильтры (ПФ) (см.
1 3.4, 3.5). Как правило, ПФ проектируют на основе низкочастотного фильтра — ФНЧ-прототипа, которыи не обеспечивает или обеспечивает незначительную трансформацию сопротивлений, т.е. номинальное входное сопротивление /1»рм в полосе его пропускэния равно или Близко к номинальному сопротивлению нагрузки /Еяярм. Однако в полосовых цепях трансформацию сопротивлений можно осуществить "внутри" самой цепи с помощью так называемого преобразования Нортона путем пересчета ) - и С-элементов цепи (2,3), Как и в ФНЧ-трансформаторах, здесь трансформация сопротивлений возможна в произвольное число раз (не обязательно дискретное), но ограниченное сверху или снизу некоторым значением. Важно подчеркнуть, что преобразование Нортона не ухудшает АЧХ цепи, не вносит дополнительных потерь и не уменьшает КПД цепи; его можно распространить на ПФ или ЦС, выполняемые на реактивных элементах с потерями.
Для этого достаточно, чтоБы доБротности реактивных элементов в исходной цепи и после преобразования были одинаковыми, что обычно выдерживается на практике. Согласно преобразованию Нортона (1.44] идеальный трансформатор 1: ут с последовательно или параллельно включенным сопротивлением Е можно заменить эквивалентной П- или Т-цепочкой (рис. 3.4), где сопротивления Я1-Яз определяют из соотношений г г я ~1а— ; гз.=-; г,.= (для схемы рис. 3.4, а) гт(и — 1) ! 1 — и А!6 = — '1» — -1 /~; о26 = —, 236 = ~1- -)»Т (для схемы рис. 3.4, б) ук ук уу 1 уу/ При и Р.
1 одно из сопротивлений г ! (или Я2) оказывается отрицательным. Для практической реализации этого преобразования отрица- 1:У ! у:у ) 2 22. '1~ ' 2м > .1 а) б) Рис. Зга у:у а) Еууу-у) Ет(у У) у:у !!у д ~ 25 Г)укк ~~ ~энк~1ч'уг"! Ркс. 3.5 Гу-:у-т Уз22 57/уг Т!ь ! Т11 ! Угу! бу'ь! / ! — б) Е бк (1 У/11 ЕЗ»к (тт У/Е1э ут11 !1 11м (у/уг-1/у)ууЕ1 У212 бт/уг ут 1 4» г) Ркс.
3.8 1 > и > А!/(/1+52). заметим, что при и = и,иа — — ь!/(ь!+ьз) индук- тельное Я должно быть "скомпенсировано" аналогичным положительным Я, что возможно только в полосовых ЦС. В качестве сопротивлы ния Я обычно выбирают индуктивность Ь или емкость С (Я = )2»//, или г = 1/()2»/С)). На рис. 3.5 приведено восемь возможных схем вквивалентных преобразований. Практическое использование преобразования покажем на приме-.
ре двухзвенной полосовои цепи рис. З.б,а. В сечении 1-1 включаем идеальный трансформатор 1; и и величины всех /, /Е» и С, расположенные справа от него, изменяем соответственно в и и 1/ут раз 2 2 (рис. З.б,б). Затем идеальный трансформатор и параллельную индуктивность и2/,! заменяем согласно рис. 3 5,в эквивалентной Т-цепочкой, как показано на рис З.б,в. После этого обьединяем последовательные ИНдуКтИВНОСтИ (утз — р)Е! И из/2 И ПЕрЕХОдИМ К рЕЗуЛЬтИруЮщЕй СХЭ- ме рис. З.б,г. Из условия физической реализуемости последовательные индуктивности /1,» и /зэ» в схеме рис. З.б,гдолжны быть положительными.
Отсюда следует ограничение на коэффициент трансформации: 211) 211 Рис. З.т Рис. З.В 22(ат 27(47) 74 Яж 7<~ <г«<г<з < Я2 яг Яг А~2/4 Л/4 ~ а) га-Яг г -т Я<' Я2 л лг л/лг ял лг ял< яг тивность Ьз, = 0 и число реактивных элементов в исходнои (рис. З.б,а) и преобразованной (рис. З.б,г) схемах оказывается одинаковым.
Предельное значение ипдэ (или ию ) определяется величинами рядом расположенных индуктивностей (или емкостей) в продольных и параллельных ветвях исходной паласовой цепи. В частности, на рис. 3.1 приведены эквивалентные Г-цепочки, содержащие две индуктивности (или две емкости), соответствующие предельным значениям «юы или и„,ьх, при которых Я„трансформируется в 2'„' либо, наоборот, Я„' в г э. Соотношения для реактивных сопротивлений при переходе от первой схемы ко второй: Хг „ Х, (1+Х,/Х,)- ' ' «+Х,/Ха)- ' У„* = и~,„Я„; и = 1+ Х,/Хз; при переходе от второй схемы к первой: 1+ Х;/Х ' 1+ Х„"/Х г„=п'„г„"; а =(1+Х,*/Х;)-', где Х = 2я// (или 1/2и/С). Величина «„, растет, а и„;, падает по мере уменьшения коэффициента перекрытия по частоте К/ и увеличения неравномерности АЧХ 6 (или 41а) в паласовой цепи.
Кроме того, чем больше число С- и С- элементов в исходной схеме, тем большее число преобразований можно выполнить и, следовательно, обеспечить большую трансформацию нагрузочных сопротивлений. Отметим, что в паласовых цепях до и после преобразования сохраняются индуктивности в поперечных и емкости в продольных ветвях (см. рис.
3.6). Это может вызывать дополнительные трудности при их практической реализации в диапазоне СВЧ и микрополосковом исполнении. Рассмотрим особенности построения трансформирующих цепей на УВЧ-СВЧ (0,3...30 ГГц). Благодаря низким питающим напряжениям и большим рабочим токам генераторных биполярных и полевых транзисторов этого диапазона и, как следствие этого, небольшим нагрузочным сопротивлениям, измеряемым десятками, единицами и даже долями ом, колебательные, и в том числе трансформирующие, цепи на сосредоточенных ЕС-элементах практически реализуются (на малые уровни мощности) на частотах примерно до 15 ГГц.
Одновременно на частотах выше 100. '. 300 МГц реактивные элементы, и в первую очередь индуктивности, выполняют на отрезках длинных 212 линий, главным образом на несимметричных полосковых линиях. С учетом этого конструктивно выполняют транзисторы, в которых входные и. выходные емкости и индуктивности выводов становятся составными элементами цепей связи или образуют отдельные трансформирующие цепи. Это позволяет относительно просто компоновать транзисторы с остальными сС-элементами входной, межкаскадной и выходнои цепей, выполняемых как на'сосредоточенных элементах, так и на несимметричных полосковых линиях. При реализации ьС-элементов трансформирующих цепочек на отрезках длинных линий электрическая длина последних не должна превышать 20...30', те.
1, < Л/18...Л/12 [1.1]. Это конструктивно выполнимо на относительно низких частотах (ниже 0,5...2 ГГц), когда геометрическая длина линии получается достаточно большой. На частотах выше 0,5...2 ГГц, где геометрическая длина линии становится малан, переходят к трансформаторам на отрезках линий с электрической длиной 1, = Л/4. При этом можно точнее реализовать заданные характеристики. Учитывая это обстоятельство, в широкодиапаэонных устройствах часто переходят к трансформаторам на линиях длиной 1, = Л/4 и на более низких частотах. Четвертьволновая линия осуществляет обратную трансформацию (инверсию) сопротивлений Езх = 7<а/.'<», где <', — волновое сопротивление линии [1.1]. Широкодиапазонные трансформирующие цепи строят в виде последовательного соединения нескольких линий, каждая из которых имеет электрическую длину 1, = Л/4 на средней частоте /о = а<Уз/э (рис.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
