Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ (1988) (1095425), страница 25
Текст из файла (страница 25)
4.12, а. Образовавшиеся короткозамкнугые шлейфы длиной ) /4 не оказывают шуитнрующего действии в сечениях входов ! и 4 и могут быть исключены. Н упрощенной схеме (рнс. 4.12, б) чегвертьвплновый трансформатор з,з в сечении 4 8! Рнс. 422. Декомпозиция шлейфного отаетвнтеля входа 8 оказывается нагруженным на параллельное соединение двух проводимостей: Да=1 (выходнаа линни 8) и аз=! !азы — зто пеРесчнтаниаа чеРез четвеРтьволиовый трансформатор ам проводимость выходной линии 4.
Подбором величины ам можно регулировать деление мощности иа выходах 8 н 4 отвегвнтеля, по- Ку'Дг кз к 7,дб д,дб 77 й7 г8 йз йа 0,85 48 (88 К/Гз й~ 8Д8 488 7/га 1,дб фй Д7 Др А,дЮ Д4 Хд 7д 777з л! Рнс. 4.13. Частотные характеристики шлейфного моста (а) н «гибридного» кольца (б) скольку (ьз!(~/(йор=йз/й!=г~ !. Волновое сопротивление четвертьволнового трансформатора г,з следует подобрать по условию согласования входа 1! 1/гз,з = 1+ 1/гзв! Элемент матрицы рассеяния зм отвегвнтеля проще всего найти, используя элементы матрицы А четаертьвалиового трансформатора г,: с=)/г,з и й=О (см, рнс.
4 2, а)„Полагаи нормированный ток на согласованном входе 1 1! =й,= =1, сразу получаем зм=йз — 1!/с= — )гш Другой ненулевой элемент первого столбца матрицы рассеяния за = — г,з/г,!, что следует нз установленного деления мощности и условия унитарности матрицы рассеяния. Проверять предположенное усзовие ЯиР О не обязательно, поскольку развязка входов 1 и 2 является следствием уже обеспеченного согласования входов ответвнтеля (см.
теорему нз примера 4 5 3.7). Отметим, что аиалоп!чно можно производить декомпозицию гнбрнднога кольца н многих других кольцевых схем. Обеспечиваемые 'подбором волновых сопротивлений свойства развязки н согласования входов кольцевых ответвителей выполняются только иа расчетной частоте и иарушаютсн при частотной расстройке. Принято оценивать качество направленных отвегвителей в полосе частот следующими парампграмн: вхолным КБВ К!=(1 — )зм()/(!+(йо() и коэффициентами связи (дБ): ,у= — З)1к (йы). где !, 1 — номера входов. Расчетные зависимости этнх параметров ат частоты для шлейфнаго отаетвнтеля и гибридного кольца с равным делением мощности приведены на рнс. 4.13.
где,также показана возмсакная топология печатных плат. Результаты получены с папашью разработанной Б. А. Мишустииым универсальной диалоговой программы МАКЕТ лля нахождения матриц рассеяния сложных радиоэлектронных устройств (3).
В)лейфный отвегвитель иесьма уэкополосен — его рабочая полоса частот не превышаег ~бтэ по сравнению с *1бэ для гибридного кольца. 5 4.а. соглАсОВАнные шестиполюснь)е делители мощнОсти Делители мо(цности являются укрупненными базовыми элементами, применяемыми для разветвления трактов СВЧ. В шестиполюсных делителях мощности различают главный вход 1 и два выхода 2 и 3.
Обычно к делителю предъявляют требования согласования главного входа лпь 0 и передачи мощности с входа на выходы с заданными модулями коэффициентов передачи ям и лзг. Делители мощности можно использовать также для суммирования на входе 1 колебаний от двух когерентиых источников, подключенных ко входам 2 и 3.
В этом, а также в ряде других случаев к делителю мощности предъявляются дополнительные требования согласования и развязки входов 2 и 3. Простейшее тройниковое разветвление линий передачи рассматривались в $3.2 (см. рис. 3.2). Это разветвление относится к классу реактивных шестиполюсников и поэтому в соответствии с теоремой из примера 3 2 3.7 не может быть одновременно согласовано по всем трем входам. Чтобы обеспечить согласование и развязку входов 2 и 3 шестиполюсного делителя мспцности, следует ввести в его схему поглощающие элементы. Наиболее распространенная схема такого делителя мощности на равные части показана на рис. 4.14.
В делителе используются параллельное разветвление линий передачи на входе 1, два четвертьволновых трансформатора с волновыми сопротивлениями г,= 3Г 2 и поглотитель в виде сосре- доточенного резистора с нормированным сопротивлением )т=2. Такая схема может быть получена из гибридного кольца (см. рис.
4.11, б) с равным делением мощности. Участок гибридного кольца между входами 2 и 8 показан отдельно на рис. 4.14, б. Матрица А этого участка имеет вид Лв/4 а/ Рнс. 484. Согласованный кольцевой делитель мощности на рав- ные части: к — вбывв сквмв; б — вквмвадввтмсе ввевбвввввваив ввсгн гмбввдмого колыы мвмдт вквдамм а.а-а последовательного сосредоточенного ого непосредственно между входами 2 н 8 (см. рис. 4.2). х Таким образом, согласованный делитель лгощности на рис.
4.14, а, по существу, является направленным ответвителем, в котором роль входа 4 играет резистор (гг=2). Отметим, что по свойствам симметрии этот ответвитель аналогичен двойному Т-мосту (см. рис. 3.8). аб Качество работы делителя мощности в полосе частот -оценивается КБВ каждого входа Ка и коэффициентами передачи (дБ) Агг = — 20 1д(ац( Расчетные частотные зависимости этих параметров показаны на рис. 4.15.
Рабочая полоса частот составляет примерно +20%, т. е. несколько шире„ чем для гибридного кольца, поскольку частотно- зависимый участок кольца между входами 2 н 8 заменен частотно-независимым резистором. т. е. тождественна матрице резистора (тг=2), включенн га гг 4г ггв '.меа мг ар йа 4а йг г/4 Рнс. 4.1о. Частотные характернстн кн согласованного делители мощ ности Возможные варианты согласованных кольцевых делителей мощности на неравные части показаны на рис. 4.16.
Расчетные соотношения для элементов идеальных матриц рассеяния делителей мощности на центральной частоте имеют следующий вид: ли=за=ам=О, згг= .Ф* заг — — — /) б=)/х /авь ФГ1 — ФА=У л2л,г,' /~=лиг+хм=х,га, Рнс. 4.16. Согласованные шестниолюсные делители мощ- ности: а — с рввлинвыми волвавыми соаративлснивми вЫхадных линна; А — с соглвстюнсимн трвисфсрмвгорвми н выходных ливнах для делителя с измененными волновыми сопротивлениями выходных линий (рнс.
4 16, а): зм= „- =О, '„= — 1, зм= — Р'.~ — ~, 1=а /зв ' И вЂ” Р=х ~/а.г' й=хш+а =а,гя, г г для делителя с согласующими трансформаторами в выходных линиях (рис. 4.16, 6). Один из способов получения этих соотношений путем обобщения метода синфазного и противофазного возбуждения изложен в [21. $4.7. МАТРИЦА РАССЕЯНИЯ КАСКАДНО СОЕДИНЕННЫХ ААИОГОНОлкгсникОВ В данном параграфе будут получены формулы для расчета матрицы рассеяния каскадного соединения двух многополюсников с известными матрицами рассеяния. Эти формулы играют ведущую роль в теории цепей СВЧ н позволяют составлять универсальные программы для ЭВМ для нахождения матриц рассеяния любых линейных устройств, образованных поочередным соединением базовых элементов.
Эти же формулы позволяют представить заданную идеальную матрицу рассеяния многополюсника как результат объединения нескольких матриц рассеяния более простых многополюсников, т. е. открывают путь к составлению схемы многополюсника по заданной матрице рассеяния. Наиболее общая схема каскадного соединения двух многополюсников, охватывающая многообразие практических вариантов, представлена на рис. 4.17. Каждый многополюсник имеет группу входов, не участвующих в соединении (у первого многополюсника таких входов М, у второго Ф), и группу соединяемых входов числом Р. Если второй многополюсник не имеет «свободных» входов (И=О), то он янляется просто многовходовой нагрузкой первого „е/) многополюсника.
Для определения результи- в рующей матрицы рассеяния зх г Ьд каскадно соединенных мно- И У." р и' гополюсников целесообразно применить вполне определен- и'"'~ н',еу ную нумерацию входов. Пронумеруем сначала все свободные М входов (группа входов а) Рис.
4.17. Каскадное соединение двух многополюсника ) и Р входоэ, участвующих в соединения (группа входов р), затем пронумеруем Р входов, участвующих з соединении (эту группу также обозначим р) „многополюсиика П и Ф свободных входов (группа входов у). При такой нумерации каждую из матриц 8' и Зп можно разделить на четыре блока, через которые и будет выражаться результат объединения многополюсников.
Итак, представим матрицы рассеяния исходных многополюс- ников в виде Матрица 3' квадратная, ее порядок равен М+Р, блоки Б н 3'вв тоже квадратные матрицы порядков М и Р соответственно. Не- диагональные блоки в общем случае являются прямоугольными: блок Я„в имеет РазмеРность МХР (М стРок и Р столбцов), блок Ьр имеет разность РХМ. Порядок матрицы рассеяния бп равен Р+К. диагональные блоки Зива и 3„ имеют порядки соответственно Р н Ж, блок Вв, имеет размерность РХФ н блок Ьэ имеет размерность ИХР. В группах входов а и у, как обычно, будем различать падающие волны, движущиеся в сторону многополюсника, и отраженные волны, удаляющиеся от него. В группе входов э волны в соединительных линиях передачи между многополюсниками по смыслу нельзя разделить на падающие и отраженные.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
