В.В. Дуркин - Аналоговые электронные устройства - Конспект лекций, страница 9

П ерейдем к рассмотрению переходных характеристик (рис.3.15). При С_КОР =  (кривая 1) ПХ как у обычного (некорректированного) каскада. При С_КОР = 0 частотно независимая ООС уменьшает коэффициент усиления, которое окупается почти таким же уменьшением времени установления, т.е. отношение K/t_у не меняется. Если включить емкость С_КОР подать на вход каскада идеальный перепад напряжения (ступеньку), то в начальный момент времени ОС нейтрализуется (напряжение на емкости не может измениться скачком) и ПХ совпадает с кривой 1. По мере заряда емкости С_КОР включается ОС, которая уменьшает выходное напряжение (кривые 3 и 4). Когда С_КОР полностью зарядится – кривые 3 и 4 совпадут с кривой 2. Заметим, что чем больше емкость С_КОР, т.е. чем медленнее будет входить в действие ОС, тем быстрее произойдет нарастание фронта (сравните кривые 3 и 4). Однако слишком большое запаздывание сигнала ОС приведет к образованию выброса, т.к. выходной импульс успевает нарасти до величины, превышающей свое установившееся значение.

Таким образом, выигрыш по отношению возрастает с ростом С_КОР, однако при этом возрастает и выброс .

3.3.3. Схема индуктивной высокочастотной коррекции

Э
та схема коррекции (рис. 3.16) наиболее часто используется в выходных каскадах на БТ и ПТ, работающих на емкостную нагрузку.

В
этой схеме нагрузкой каскада является параллельный колебательный контур, сопротивление которого на некоторой высокой частоте можно получить больше, чем параллельное соединение сопротивлений R_K, R_H и емкости С_Н. При чем, добротность контура, а значит и его сопротивление будет тем больше, чем больше Rн, т.е. эффективность коррекции возрастает при Rн>>Rк. АЧХ и ПХ каскада зависят от коэффициента коррекции (рис. 3.17). При k=0.414 имеет место максимально плоская АЧХ, максимум образующейся при k>0.414, может быть использован для уменьшения частотных искажений, возникающих в других каскадах, т.е. для осуществления взаимной коррекции. При k=0.414 выигрыш по площади усиления составляет 1.72.

При L=0 ёмкость С_Н заряжается по экспоненциальному закону (рис. 3.18), т.к. по мере заряда ёмкости уменьшается зарядный ток за счёт ответвления части тока в сопротивление R_К (и в сопротивление R_Н, если бы оно было соизмеримо с R_К).

Индуктивность L, препятствуя возрастанию тока в цепи R_K, стремится сохранить ток заряда ёмкости С_Н постоянным, что способствует более быстрому нарастанию на­пряжения на паразитной ёмкости.

При Q>0.5, т.е. k>0.25 переходной процесс в контуре становится колебательным, и возникают выбросы (кривая 3). Если k=0.25 выигрыш по составляет 1.36 и =0, если k=0.35 ― 1.68 и =1% (критический выброс), а при k=0.414 ― 1.82, =3%.

В заключении напомню, что критическим выбросом – называется выброс, который не возрастает при увеличении числа каскадов.

3.3.4. Схема низкочастотной коррекции

НЧ коррекция чаще всего осуществляется постановкой R_ФC_Ф - фильтра в цепь питания (рис. 3.19).

АЧХ для разных значений С_Ф изображены на рис. 3.20. При С_Ф= (кривая 1) резистор R_ф закорочен по переменному току и мы получаем АЧХ обычного некорректированного каскада.

П

ри С_Ф=0 сопротивление между точками 1-1 возрастает до величины R_к + R_ф, что приводит к возрастанию коэффициента усиления. При С_ф=const на средних частотах АЧХ каскада совпадает с кривой 1, а при низких частотах с кривой 2. Причём, при увеличении C_ф средняя часть АЧХ, соединяющая линии 1 и 2, смещается влево, максимум снижается и при некотором значении С_ф – исчезает.

Максимально плоская оптимальная АЧХ (кривая 4) получается при

. (3.28)

Выигрыш по уменьшению частоты среза при С_P=const примерно равен

. (3.29)

Если сравнить некорректированный каскад (С_ф=) с каскадом с оп­тимальной коррекцией (кривая 4) при одинаковой частоте среза f_НС, то во втором каскаде ёмкость С_Р будет меньше практически в раз.

Зависимости ПХ от величины корректирующей ёмкости С_Ф приведены на рис.3.21. При С_Ф= переходной процесс протекает также, как у некорректированного каскада. При С_Ф=0 возрастает постоянная времени и уменьшается величина спада. При С_Ф=const и при скачке входного напряжения заряд ёмкости С_Ф приводит к возрастанию напряжения на ёмкости С_Ф и в узле 1, что частично компенсирует спад выходного напряжения за счёт заряда С_Р.

П ри скорости нарастания напряжения на конденсаторах С_Ф и С_Р примерно совпадают и их форма выходного напряжения наиболее близка к идеальной. При С_Ф<С_ФКР нарастание напряжения на С_Ф будет опережать скорость нарастания напряжения на конденсаторе С_Р и ПХ будет иметь максимум.

Т

t

аким образом, НЧ-коррекция при С_Р=const и t_И=const позволяет уменьшить неравномерность вершины импульса, а при =const умень­шить ёмкость С_Р в раз. Однако, с повышением R_Ф приходится повышать напряжение питания, поэтому получить отношение свыше 10…15 затруднительно.

3.4. Дифференциальный каскад

3.4.1. Общие сведения

Дифференциальный каскад (ДК) представляет собой балансную (мостовую) усилительную схему, имеющую два симметричных входа и реагирующую (в идеале) только на разность напряжений, приложенных к этим входам.

К достоинствам ДК стоит отнести:

 низкую чувствительность к изменениям напряжения питания и температуры (малый уровень дрейфа нуля);

• возможность использования глубокой ООС для повышения стабильности режима по постоянному току без уменьшения усиления полезного сигнала;

• наличие двух входов и двух выходов, позволяющих строить инвертирующие и неинвертирующие усилители;

• низкая чувствительность к одинаковым постоянным входным напряжениям, что облегчает решение проблемы межкаскадных связей в УПТ.

Эти достоинства проявляются особенно ярко в ИМС, т.к. изготовление пары транзисторов на одной подложке в посредственной близости друг от друга при помощи одного и того же цикла технологических операций позволяет формировать транзисторные структуры с идентичными параметрами. А, как известно, при этом условии ДК обладает почти идеальными характеристиками.

ДК применяются как составной элемент (входной каскад) ОУ, усилителей мощности, низких, промежуточных и высоких частот и т.д. Кроме того, они выпускаются в виде отдельных ИМС, например, К18УД1 или К119УТ1.

3.4.2. Принцип действия

Пусть на вход ДК, симметрично относительно оси А-А (рис. 3.22), поступают синфазные сигналы (СС), т.е. сигналы, амплитуды и фазы которых совпадают.

Т

+

ак как в отсутствии входных сигн-

лов каскад сбалансирован (симметричен), то на коллекторах обоих транзисторов устанавливаются одинаковые напряжения и выходное напряжение U₂ = 0.

При подаче синфазных сигналов, например, положительной полярности, коллекторные токи обоих транзисторов возрастут на одну и ту же величину, что вызовет одинаковое уменьшение коллекторных напряжений, т.е. u_К1=u_К2=U_К – i_КR_К и выходное напряжения u₂ = u_К1 – u_К2 = 0.

Если на входы поступают дифференциальные (парафазные) сигналы (ДС), т.е. сигналы, равные по амплитуде, но противоположные по фазе (полярности), то (при данной полярности этих сигналов)

u_К1=U_К + i_КR_К, u_К2=U_К – i_КR_К и u₂=u_К1 – u_К2=2i_КR_К.

Таким образом, идеально симметричный ДК усиливает только ДС и не реаги­рует на СС. Т.к. к синфазным компонентам можно отнести, например, изменение температуры окружающей среды или изменение напряжения питания, то такой ДК будет обладать идеальной температурной стабильностью и не будет реагировать на изменение напряжения питания. Кроме того, он не будет чувствителен к одинаковым постоянным напряжениям на обоих входах, что облегчает осуществление межкаскадных связей.

Е сли же ДК несимметричен, то в отсутствии входных сигналов, на выходе появляется конечное напряжение, которое изменяется во времени из-за воздействия на ДК различных ДФ. Это изменение называется дрейфом нуля выходного напряжения. Величину этого напряжения и его дрейф можно уменьшить введением ООС для синфазных составляющих (рис. 3.23). При действии СС одинаково увеличиваются эмиттерные токи i_Э1, i_Э2 и на сопротивление R_Э возникает напряжение R_Э(i_Э1 + i_Э2), которое через источники сигналов воздействуют на оба входа, вызывая уменьшение напряжения u_БЭ=u₁–R_Э(i_Э1+i_Э2), т.е. в схеме возникает последовательная ООС по току, которая уменьшает коэффициент усиления для СС. Если же на входы поступают ДС, то токи i_Э1 и i_Э2 протекают через R_Э в противоположных направлениях (рис. 3.23) и напряжение ОС u_ОС=R_Э(i_Э1–i_Э2)0, т.е. для полезного (ДС) сигнала ОС практически будет отсутствовать.

Кроме того (и это очень важно!), до сих пор мы рассматривали работу ДК при симметричном выходе, однако довольно часто выходное напряжение снимается с коллектора одного из транзисторов относительно общего провода (земли), т.е. используется несимметричный выход. В этом случае при R_Э=0 ДК теряет свойства подавлять СС (СС и ДС будут усиливаться одинаково!). Чтобы сохранить достоинства ДК и при несимметричном выходе, необходима глубокая ООС, т.е. теперь наличие резистора R_Э принципиально необходимо.

Е сли глубина ОС80 дБ, то можно считать, что СС практически отсутствует. Для получения такой глубины ОС при g₂₁=50 мСм и при R_Г=0 сопротивление Rэ100 кОм. Если I_Э1=I_Э2=I_Э=1 мА, то падение постоянного напряжения на этом сопротивлении будет равно U_Э=2I_ЭR_Э200 В, т.е. обычный резистор здесь не пригоден.

Хорошие результаты даёт использование в качестве R_Э генератор стабильного тока (ГСТ) (разд. 2.9), которые имеют сопротивление изменяющемуся (переменному) току значительно больше, чем постоянному. Поэтому при падении на R_Э постоянного напряжения порядка 1.5…2 В, удаётся получить сопротивление переменному току сотни кОм, т.е. обеспечить глубокую ООС для СС. Однако наличие ГСТ требует биполярного источника питания, что позволяет получить практически нулевую разность потенциалов между каждым из входных зажимов и общим проводом (корпусом), а в этих условиях баланс схемы (установка нуля) не зависит от сопротивлений внешней цепи, подключённой ко входу ДК, т.е. от сопротивления источника сигнала. В частности можно заземлять один из входных зажимов ДК, не нарушая баланса схемы (рис. 3.24).