Радиолокационные и радионавигационные измерители дальности, страница 4

НО

ИП

СПЗ

УД

УПФ

УНЧ

БС

Н

А-1

А-2

Кл

РИС. 2.2

Зондирующий сигнал формируется генератором высокой частоты ГВЧ, частота которого меняется под воздействием сигнала управляемого генератора пилообразного напряжения УГПН. Управляющее напряжение U_y(t) поступает на УГПН с сумматора Σ. В общем случае

, (2.6)

где U₀(t) – напряжение, выдаваемое схемой поиска и захвата СПЗ, а U_ε(t) – сигнал, пропорциональный рассогласованию ε = F_δ - F₀, вырабатываемый частотным дискриминатором ЧД и фильтром Ф системы слежения за частотой. Полученный зондирующий сигнал с НСЛЧМ поступает через направленный ответвитель НО на передающую рупорную антенну А-1 и излучается в сторону земной поверхности.

Отраженный сигнал, имеющий частоту f_прм, подается с приемной антенны А-2 (аналогичной антенне А-1) на балансный смеситель БС, на который с НО поступает часть зондирующего сигнала с частотой f_изл. Балансный смеситель исключает амплитудную модуляцию сигнала ГВЧ и тем самым способствует уменьшению коэффициента шума приемного тракта РВ. Преобразованный сигнал с частотой F_δ = |f_изл- f_прм | усиливается в усилителе низких частот УНЧ. Узкополосный фильтр УПФ настроен на частоту F₀ и имеет полосу пропускания ΔF_упф, согласованную со спектром преобразованного сигнала.

Работа РВ начинается с поиска сигнала. В режиме поиска цепь слежения разомкнута ключом Кл и на Σ поступает с СПЗ линейно нарастающее напряжение U₀(t), что вызывает медленное изменение периода модуляции от Т_{м min} до Т_{м max} (рис. 2.3,а) по линейному закону:

, (2.7)

где ΔТ = Т_{м max} - Т_{м min}, а Т_н – максимальное значение времени поиска сигнала, соответствующее H = H_max.

Из (2.1) следует, что рост Т_м приводит при Н = const к уменьшению частоты биений, так как

, (2.8)

где - нормированная высота.

Таким образом, при поиске и постоянстве высоты Н, показанная на рис. 2.3,б кривая, описывающая закон (2.8) изменения частоты биений в рассматриваемом режиме, будет смещаться из положения, соответствующего H_min, до положения, соответствующего H_max. При этом неизбежно наступит момент, когда F_δ станет примерно равной частоте настройки УПФ и спектр преобразованного сигнала попадет в полосу пропускания ΔF_упф узкополосного фильтра.

Работу РВ в режиме поиска можно также проиллюстрировать рис. 2.4, на котором рассмотренные выше процессы показаны в функции от текущего времени.

Когда мощность выделяемого УПФ преобразованного сигнала достигает порогового значения, срабатывает обнаружитель, входящий в состав СПЗ. Сигнал обнаружения замыкает ключ Кл и РВ переходит в режим измерения высоты, т.е. в режим слежения. При этом в СПЗ прекращается изменение U₀(t) и на Σ подается то значение этого напряжения U₀, при котором F_δ ≈ F₀.

В режиме измерения частотный дискриминатор вырабатывает сигнал рассогласования (сигнал ошибки ε), который после фильтрации в фильтре Ф добавляется к U₀ в соответствии с (2.6). В результате период модуляции Т_м продолжает изменяться до тех пор, пока сигнал ошибки не станет равным нулю, что достигается при F_δ = F₀. Естественно, что ЧД настроен на ту же частоту F₀, на которую настроен и УПФ. Установившееся значение периода модуляции Т_м измеряется измерителем периода ИП.

Измеритель периода ИП может быть как аналоговым, так и цифровым. В аналоговом ИП производится интегрирование вырабатываемого УГПН модулирующего пилообразного напряжения U_м, имеющего постоянную амплитуду и изменяющийся период:

. (2.9)

В современных радиовысотомерах обычно используют измеритель периода цифрового типа. В нем формируются два импульса, соответствующие началу и концу нарастающего участка пилообразного напряжения, используемого для управления частотой ГВЧ. Интервал между этими импульсами заполняется счетными импульсами, число которых пропорционально Т_м и определяется счетчиком. Работа подобного ИП рассмотрена в разделе 1.1.

Спектр преобразованного сигнала. Из рис. 2.4, б следует, сто в режиме измерения высоты преобразованный сигнал представляет собой последовательность «импульсов», имеющих длительность τ_и = Т_м - t_н ≅ Т_м и частоту заполнения F_δ = F_δ1. Когда импульсы когерентны, а интервал наблюдения сигнала существенно превышает Т_м , спектр сигнала имеет вид, показанный на рис. 2.5.

Огибающая спектра соответствует , где . Дискретные линии спектра образуются на частотах, кратных частоте модуляции F_м, значения которой отсчитываются относительно нуля оси частот, в то время как максимум спектра имеет место на частоте F_δм, которая определяется из (2.1). Поэтому положение максимума спектра в общем случае не совпадает с ближайшей гармоникой F_м.

Представленный на рис. 2.5 спектр преобразованного сигнала наблюдается РВ только при измерении высоты объекта над зеркально-отражающей поверхностью, а также при имитации точечной цели с помощью линии задержки зондирующего сигнала, выполняемой для поддержания заданного значения девиации частоты. В реальных условиях на формирование спектра преобразованного сигнала оказывают влияние дополнительные факторы, основными из которых являются: ограничение времени наблюдения сигнала, отражение сигнала от участка поверхности и движение объекта.

Первый из этих факторов приводит к тому, что бесконечно узкие дискретные линии спектра превращаются в спектральные области с центральными частотами n F_м, причем ширина этих областей увеличивается с уменьшением времени наблюдения сигнала.

Влияние второго фактора можно проиллюстрировать с помощью рис. 2.6, а, на котором показаны участки поверхности ΔS_i (называемые «кольцами дальности»), соответствующие углам облучения θ_i или наклонным дальностям R_θi ([9], § 6.2). Преобразованный сигнал, получаемый от i-го кольца дальности, является случайным и имеет, как видно из рис. 2.6, б, спектр G_i(f), сгруппированный около частоты F_δi, приближенное значение которой можно определить из (2.1) при замене Н на R_θi. Для простоты считается, что диаграмма обратного рассеяния ДОР облучаемой поверхности не зависит от координаты φ. Спектр суммарного сигнала получается сложением спектров G_i(f). Этот спектр на рассматриваемом рисунке обозначен через G_п(f).

РИС. 2.6

Средняя мощность сигнала, отраженного от i-го кольца дальности увеличивается с ростом угла θ, за счет большего числа элементарных отражателей в соответствующем кольце дальности. Однако при больших θ начинает сказываться влияние ДНА, в результате которого мощность сигнала уменьшается. Поэтому максимум огибающей спектра G_п(f) наблюдается на частоте F_δm, которая в общем случае не совпадает ни с одной из частот F_δi и всегда больше частоты F_δ0, соответствующей измеряемой высоте Н.

Третий фактор вызывает дополнительное расширение составляющих спектра преобразованного сигнала из-за различия доплеровских сдвигов частоты сигналов, отраженных от разных элементов поверхности. При больших значениях горизонтальной составляющей скорости движения объекта и ширины диаграммы направленности установленной на нем антенны спектр G_п(f) будет сплошным и информацию о высоте можно получить только из анализа огибающей этого спектра.

В рассматриваемом РВ такой анализ выполняется частотным дискриминатором, который находит «центр тяжести» (среднюю частоту) преобразованного сигнала. Рабочий участок дискриминационной характеристики ЧД обычно равен ширине спектра ΔF_c преобразованного сигнала.

Значение ΔF_c определяется из рис. 2.6, а и соотношения (2.8):

(2.10)

где

. (2.11)

- эффективная ширина результирующей приемопередающей ДНА по мощности ([5], п. 3.3.2).

Существенно, что ширина спектра преобразованного сигнала ΔF_c в следящем РВ с переменным периодом модуляции Т_м не зависит от измеряемой высоты Н. Поэтому полоса пропускания ΔF_упф узкополосного фильтра выбирается равной ΔF_c, что способствует увеличению отношения мощностей сигнала и шума q на входе ЧД. Показать независимость ΔF_c от Н можно, используя рис. 2.3, б и рассмотрев ситуацию, при которой F_δ = F₀ (точки 1 и 3 на этом рисунке). Частоты биений F_δ1 и F_δ3, соответствующие точкам 1 и 3, как следует из (2.8), равны

т.е. , поэтому, как видно и (2.10), равны и ΔF_c1 и ΔF_c3 преобразованных сигналов, получаемых на высотах Н_min и H_max. Подобный расчет можно провести для любой высоты Н_min ≤ Н ≤ H_max, при которой F_δ(Н) = F₀.

С учетом сказанного отношение (2.10) можно привести к виду:

. (2.12)

Отличительной особенностью данного следящего РВ, где в обработке преобразованного сигнала участвует частотный дискриминатор, является отсутствие погрешности дискретности отсчета ΔН_дск, свойственной неследящим частотным РВ со счетчиком числа импульсов биений ([9], §6.3). Приведенное в исходных данных значение ΔН_дск дается только для облегчения расчета параметров зондирующего сигнала и не должно учитываться при нахождении полной погрешности РВ.

2.2 Расчет длины волны и параметров антенн

Примем, что в РВ используются две идентичные антенны, каждая из которых представляет собой конический рупор с круглой апертурой, имеющей диаметр d_a и ширину ДНА, равную φ. Детальный расчет рупорных антенн требует обращения к учебникам или учебным пособиям по антенно-фидерным устройствам. Однако достаточная для инженерных оценок точность определения параметров таких антенн может быть достигнута и при использовании приведенных ниже известных соотношений.