Сиверс А.П. <Проектирование радиоприемных устройств> (Сиверс А.П. «Проектирование радиоприемных устройств»), страница 3

Например, в микрополосковом ППФ приемлемое затухание.в полосе пропускания (3 — 5 дБ) можно получить только при а = 2 н П„р~~») 5%»121. Другиии слоВэми, при использоВании микрОполоскОВых резонаторов потери В МПЛ ограничивают возможность создания узкополосных фильтров СВЧ с крутыми склонами характеристики. Потери рассеяния фильтра в середн е олосы ропускания можно приближенно рассчитать по формуле И1,161 А» 1дБ1 - 4 34 —" ~' ° (4 85) где п — число элементо прототипной схемы ФНЧ (число полВолновых рыонаторов ППФ), а — б бщенные парэм~ры и схемы, определяемые, как уже указывалось, по таблицам 1101; ф~ — собственная добротность 1-го резонатора фильтра. Во многих случаях добротности резонаторов фильтра можно считать одинзкОВыми фц ф~ и рассчитыВать е» по формул6 1.

1дБ1 = 4,34 ' л'». (4.86) П„рф, О» = ЧЯпи = Ч~п (1 + Юп М б) (4.93) 1(Ц Л'ля РезОнатОРОВ на разОмкнутых Отрезках несимметричной полосковОЙ линии [141 е — 1~ 11 1 — 5,04 ! 0' — ' ' — ' 1П " ' —, (4.94) х Ъ 2~э Тво Ува — 1 где Й вЂ” толщина подложки„Х вЂ” длина волны в воздухе; В'— ВолноВОЮ сопротивление линии Одиночного рюзонатОРа. Формула справедлива при условии (Йй)~а — 1 ~0,25.

Для микрополосковых резонаторов, имеющих в ж 10, %' т 50 Ом, в диапазоне сантиметровых волн (Х = 1 ... 10 см) величина т~ т 0,5 ... 0,9. Пример 4.9. Требуется спроектировать микрополосковый ППФ на Одинаковых сВязанных линиях и рассчитать юго затухание В полосе пропуска ни я. НСЗИдйЬЫ даНИЫВ: СРЮДНЯЯ ЧВСТОТа ПОЛОСЫ ПРОПУСКВНИЯ ~о = = 9 ГГц; полоса пропускання П„р = 0,6 ГГц по уровню затухания без учета активных потерь Е, = 1 дБ; полоса заграждения П, = = 1,8 ГГП по уровню затухания Е,, = 20 дБ; волновое сопротивление подводящих линий К, = 50 Ом.

Подложка толщиной Й = 0,5 мм имеет в = 9,6 и 1н 6 = 10"'. Материал проводников— МЕДЬ. Расчет 1. Выбираем чюбыиевскую аппроксимации частотной характеристики, поскольку она обеспечивает более крутые склоны при меньшем числю ЗВеньюВ фильтра П6 сдавнюнню с максимально плос кой характерйстикой. Следовательно, й суммарйое затухаййе В полосе пропускания будет тоже наименьшим, что Весьма важно для микропОЛОсковых фильтРОВ, актнвныю потери кОторых ОтибситюльнО Велйки.

2. По формуле (4-.80) определяем необходимое чнслО элементов прототипной схемы ФНЧ агсй И100 — !1Д1, эб 1) агсЬ (1,8~0,6) рю Ультаг Окру"ляюм до ближайщегО целого 2 (два полУВОлновых резонатора) С связанных четвертьволновых звеньев фильтра равно и + 1 = 3. 3. По справочнику !10, с.

5371 для зйаче.ния 1. = Ь = 1 дй Ф на;.одим величину 1/г = 2,66 и обобщенные параметры прототипа д, = 1,822 и д, = 0,685. 4. По формуле (4.84) рассчитываем д, = 0,3 ° 3,14/9 = 0,105 и д„+, = уз = 0,105 . 2,66 = 0,279. 5. ПО формуле (4.83) определяем коэффициенты А, = =0,~05Ф 0,105.

1.822 =0,24; А, = 0,105Д~1,822 0,685 = 0,0936; Аз = 0,105~'~~ 0,685 ° 0,279 = 0,24. 194 ~ц,= Х,/4 Ув„; =с~4~ Уе„= 33,3/4 У~~ (мм1, где с = 3 10" силос — скорость света в воздухе. Полученные длиОтрезков 1~о необходймо скорректировать йа вюличййу И;, определяемую по рис. 3.40 и учитывающую влияние концевой емкости разомкнутого конца четвертьволнового Огрезка МИЛ.

Поэтому требуемые длины отрезков МПЛ каждого звена равны 4 = Цр — Л1~ (табл. 4.6). 9. Затем составляем топологичюскую Схему спроектироваййого ППФ (рнс 4.31). 10. Перейдем к расчету суммарного затухания ППФ в полосе пропускания.

Поскольку геометрические размеры микрополосковых резонаторов фильтра близки между собой, полагаем их ненагруженныю добРОТНОсти ф) Одинаковыми и потери рассеЯния фильтра В середине полосы пропускания Е, Рассчитываем по формуле (4.86). ДОбротйОсть '(~, Определяем для четвюртьволновых Резонаторов фф Щ ММ ММ О,85 6 4 3,3 3,35 О,265 б,О9 З,Ж 3,23 бР~, ММ 6 По формуле (4.82) рассчитываем Волновые со"Рот"аления (О связанных линий каждого ~-го звена фильтра "Р" чюг'®" ~" и нечетном ФЫ вида~ Возбуждения. Результат~ р~~~~~ "Р" ны в табл. 4,6.

7 ИСНОльзуя полученные значения Гоо и ™~оо$ "о графику (1) тг4~), рис. 4.29, а указанным способом находим отношения размеров МПЛ каждого звена (ай)~ и соответствующую относительную ширину зазоров связанных линий (зй)~ (см. табл. 4.6). Необходимые для ПОяучюмяя этих данных кривыю с промежуточиъпйн значениями $/Й, отсутствующими на рис. 4.29, а, определяем приближенно, ийтер- полируя между имеющимися значениями зй. Величину (ш!Й), = = 0,97 для подводящих линий находим по пунктирной кривой, со- ответствукяцюй з% = оо.

Абсолютное ие значение размеров щ и з; определяем через заданную толщину подложки Й = 0,5 мм. 8. По кривым рис. 4.29, 6 находим эффективную диэлектриче- скую проницаемость МПЛ каждого звена в„и с ее помощью соот- Вютствующию длины чютвюртьволнОВых Отрезков сВязанных линиЙ О,89 0,445 0,53 Резисторы Я7, Я8 совместно с блокировочным конденсатором Сб образуют разВязыВающий фильтр. УРЧ с ОБ (рис. 5.2) имеют меньшее усиление по сравнению с УРЧ с 03 из-за меньшего входного сопротивления.

С ростом частоты входное сопротивление УРЧ с ОЭ быстро падает. На достаточно высоких частотах (для данного типа транзистора) УРЧ с ОБ может быть так же или даже более эффективен, чем УРЧ с 03. Рис. 5.2. Схема УРЧ с ОБ иа дискретных элементах (а) и на ИС (б). При использовании полевых транзисторов наибольшее распространение получила схема с ОИ (рис. 5.3), которая позволяет улучшить коэффициент шума приемника (3!. Резистор Ж, служит для создания напряжения обратного смещения на затворе и для термостабилизации тока стока.

В тех случаях, когда величина Я„неОбходимая для термостабилизации, больше требуемой, для получения нужного обратного смещения используют делитель Жд1, Йдй, который создает на затворе няпряжение прямого смещения, компенсирующее избыточное обратное смещение. Основные свойства каскада УРЧ с 03 (рис. 5.4) аналогичны свойствам каскада УРЧ с ОБ. Среди каскодных УРЧ лучшими по своим показателям являются реализованные по схемам типа 03 — ОБ, (рис. 5.5) ОИ вЂ” ОЗ (рис. 5.6), аналогичные по своим свойствам. В схеме рис. 5.5, б резисторы Й1, Ю Образуют делитель напряжения для подачи напряжения смещения на транзистор Т1.

Резисторы Я2, К8, К4 служат той же цели, что и резисторы Я4, И, Й6 в схеме на рис. 5.1, б. так же, как и В схеме рнс. 5.1, б, под ая конденсатор к кон тактам 4, 6 или 6, мОжнО изменять крутизну Я и ВхОдное сопротиВ- ление схемы. Прн подключении конденсатора к контакту 4 добавочное сопротивление рассчитывается по'формуле (5.1). Резисторы К7 216 и Я8 обеспечивают требуемое напряжение на коллекторе и совм с но с конденсатором С6 образуют развязывающий фильтр. Ожно использовать и смешянные каскодные схемы типа — ОБ, ОИ вЂ” ОЭ. Это обусловлено тем, что сочетание полевых и биполярных транзисторов обеспечивает высокое усиление по мощ- ности.

Действительно, полевые транзисторы дают большое усиление по току, а биполярные — по напряжению (при работе на высоко- омную нагрузку). хема ОИ вЂ” ОБ (рис. 5.7) характеризуется высоким усилением и большим входным сопротивлением. Она наиболее пригодна для узкополосных УРЧ. При этом лучше использоВать параллельное питание трянзисторОВ, тяк 8~~д ВихаУ как в этом случае требуется ~ е к~ ц ИСТОЧБИ~ ЦИТРОН И Я С МВНй ШИ М С Уя Ф, напряжением и упрощается Вы- 1 я 1~~ бор режимов обоих транзи- СТОР ОВ. ~д~ ( хема ОИ~ )Э (рис 5 8) 1 имеет по сравнению с преды- Рис.

Ь.З. Схема УРЧ с ОИ. дущей меньшее (на порядок) выходное сопротивление. Поэтому она больше подходит для широ- кополосных УРЧ. В УРЧ, выполненных по интегральной технологии, широко ис- пользуются дифференциальные схемы. Этому спосОбствует ряд СВОЙСТВ этих схем, перспективных для интегральноЙ Схемотехники, 8 Б МИННО: — униВерсальность. Дифференциальная схема на частотах О— ЗОО МГц 171 способна выполнять функции усиления, смешения, детектирования, сравнения, Ограничения, регулирОВяния, комму- тировяния.

Кроме того, Она может иметь как симметричныЙ, тяк и несимметричный Вход и Выход; — способность усиливать разность поступающих на входы схе- мы напряжений и ПОДЯВлять Одинаковые по обоим входам Сигналы. Последнее позволяет обеспечить высокую стабильность каскада при изменении Окружающей температуры и питающих напряжений. Отсутствие обычных мер обеспечения термостабилизации избавляет от необходимости использовать конденсаторы большой емкости, неудобные для интегральной технологии; — малая парязитняя обрятная сВязь между ВыхОдОм и Входом.

Это СВОЙСТВО ПОЗВоляет использоВЯТЬ дифференциальнь~е усилители на высоких частотах без нейтрализации паразитных обратных свя- зей. Дифференциальный усилитель (ДУ) состоит нз двух симметрич- ных половин (рис. 5.9). Оба транзистора совместно с'резисторами в цепях коллекторов образуют мостовую схему, которая будет сба- лансирована при идентичности транзисторов и резисторов. При противофазиой подаче сигналов на входы ДУ У„и напряжения 217 При таком выборе коэффициент шума каскада на 1, „возрастает не более чем В 2 Раза по сраВнению с коэффициентом шума на Ь2! ' Дл Я Обеспечени Я наилучших конструктиВИО-эксплуатационных характеристик УРЧ, среди ИС (транзисторов), удовлетворяющих приведенным условиям, следует выбрать тот тип, который имеет наименьшие стОимОсть, мОщнОсть источника питания и температур ную нестабил ьн ость. Выбираем режим УП, причем если не предъявляются специальные требования (например, Снижения потребляемоЙ мощности пи- таниЯ или снижениЯ уровня собстВенных шумОВ), то желательно использовать ТИПОВОЙ режим, указанный В паспортных или справочных данных.

После этОГО рассчитыВаем элементы схемы питаниЯ, обеспечивающие режим УП. При схеме питания от одного источника, показанной на рис. 5.1, а, которая обеспечивает термостабилизацию режима по постоянному току и параметров транзисторов в пределах от — 40' С до + 60' С, расчет ведется в следующей последовательности. Определяем изменение ОбратнОГО тока коллектора Л1кво= 1кво 2~'~~~'"а" г', (5.15) для ГерманиеВых транзистороВ, Л1кво = 1кво 2" '™" (5.16) ЛУЭВ = т (Ттах — Тт~,) где у = 1,8 МВ/К.

Рассчитываем необходимую нестабильность коллекторного тока Л1К = 1К (Тп1~, — Тм„)/Т,. (5.18) Вычисляем сопротивления резисторов + (10 ... 20) Л1 /р„1/Л1, (5.19) Рф = [(Е, — Укэ)~'1К1 — Р„ (5.20) Где Укэ — напряжение на коллекторе В Рабочей точке (если полу- чим Кф ( О, то нужно увеличить Е,); г„= (10...20) Е /ц„В,1„, и„= (10... 20) Е./и„(Е. — Д,1К). (5.21) (5.22) для кремниевых транзисторов, где 1кво — обратный ток коллектора при температуре Т, = 293 К. Находим тепловое смещение напряжения базы ПодсчитыВаем емкости копденсатОРОВ.' Сб = С, = 500/иД„' Сф = 50/иойф. Пример 5.1.