Бакулев (П. А. Бакулев. - Радиолокационные системы), страница 13

Селектор дальности (Сел Я) пропускает на квантователь (Кв) импульсы цели только с определенного элемента разрешения по дальности. Квантователь работает по алгоритму: если ()якая)«ьч то на выходе появляется стандартный импульс Ь,=1, а если ()<Ь„м то Ьг О (т.2 на рис. 3.26,а).

Таким образом, на регистр 1'ия. 3.26. Сх«ма кваитователя )и) и графики сдвига (РС) и реверснвный счет сигналов 16) в точках ), 2 и 3 Уствовегва рис 3.26 чик (РСч) подается последовательность единиц и нулей в и периодах повторения, где л — число импульсов в пачке (т.З на рис. 3.2б,а). Регистр сдвига имеет число ячеек, равное ц и управляется тактовыми импульсами (ТИ). С выхода Кв стандартные импульсы попадают на вход РС и на суммирующий вход РСч. На вычитающий вход РСч импульсы подаются с выхода РС. Код числа накопленной пачки стандартных импульсов сравнивается в пороговом устройстве (ПУ) с порогом но, после чего выносится решение об обнаружении цели. З.б.

Эффективность систем обнаружения сигнапов За критерий эффективности систем обнаружения при их сравнении можно выбрать функцию у' ,связанную с потерями С=ау(С). Чаще других используются: 1) условный г ияи средний г риск (лучше та система, у которой риски г.г меньше); 2) кривые (характерисл)ики) обнаружения ь) = у'(г,г)) (лучше та система, у которой кривая для г" = сопя) лежит левее); 3) пороговая мощность Ря,р (лучше та система, у которой Р„ меньше). Наиболее широкое распространение получили критерии 2 и 3. Принцип расчета хариктериегпнк обнаружения показан на рис.

3.27. Зная плотности распределения вероятностей входной величины порого. вого устройства то(к(В = О) и (т(2(В =) ) (см. рис, 3.27,а) и выбирая, например, в соответствии с критерием Неймана — Пирсона по заданному г порог решения Т, определяем О. Перемещая кривую (е(г(В =) ) путем изменения отношения сигнал(шум (7 в пределах от О до со при постоянном Р вычисляем кривую обнаружения. Повторяя эти операции для других Р (Рьгт,Рь...У ), получаем семейство характеристик обнаружения (рис.3.28). Если аналитические выражения н(а) неизвестны, то кривые обна- ружения полунтя) г,яь тягу и (я(о) чают с помои Мелим Медель П(ЬЮ Имйтаписягялле онного модели- и (гив) рования по схе- Медель сясмевя ме, показанной г г на рис.

3.27,6. Р-и тегг О(ня) Аналитиа) б) ческие выраже- ния для (3 и Р Рис. 3.27. Метод графического построения харакгеристик обнаружения (а) и получение хармпериснгк методом моделирования (б) даны вь(ше для каждой модели сигнала. Вид этих характеристик показан на рис. 3.28. Кривые полностью 3( известного сигнала даны рд)в 1 штрихпунктиром (- — -), Др . ( для сигнала с неизвестга ной начальной фазой ят пунктиром (---), а для йа г сигнала с неизвестной начальной фазой и флук- ° -4-- -- — туирующей амплитудой— / сплошной линией ( — ).

Ю гг У г На рис. 3.28. значения (7 .яря В Ю дя ГВ ж ит га тт даНЫ В раьаХ (ВсрХНяя шкала) и в децибелах Рис. 3.28. Селгсвсгво кривая обнаружения (7) (ннжняя шкала). Видно, что при фиксированной 0 меньшее значение (7 реализуется кривой обнаружения, расположенной левее. (3.27) Пороговой яюн1ностью называют минимальную мощность сигнала на входе приемника, при которой он обнаруживается с заданными вероятностями правильного обнаружения и ложной тревоги. Обычно, если решение принимает оператор, то берут зэ = 0,5, а если решение принимает автомат, то 0=0,9; 0,99; 0,999;....

В то же время Р'= 00'... 1О '.Зная Р и Р; по характеристикам обнаружения определяют д„,т так, как зто показано на рис. 3.28. Таким образом, Р, относят ко входу приемника, а су„ч, — ко входу порогового устройства или к выходу приемника. В общем случае связь Р 7 (9„,») неизвестна. Однако при оптимальной обработке д -9 =Е ~Н, с учетом того, что спектральная плотность реального шума в области положительных частот равна А!».

Аналогично дая оптимального приемника можем считать, что д»,„=Е I!9», поэтому Е;-д,,М». При обнаружении одиночного импульса Е„„р=Р„„з», следовательно, о =9„— КЕТ (3.26) г. Если обработка не оптимальна, то это обстоятельство можно учесть с помощью коэффициента потерь и = д„ /9: Учитывая, что т„=! /Лг', а Р „= И!»ТЦ, можно представить соотношение (3.27) в виде Р = к„Р „„, где 8,= д» т — так называемый коэффициент видимости сигнала на фоне шума. При обработке пачки когерентных раднонмпульсов Е» =Р„т„л (Р»»р — пороговая мощность одного импульса; л — число импульсов в пачке), поэтому ~ ~ИТн (3.28) ИГ» Выражение (3.28) можно представить с учетом сужения полосы пропускания приемника при накоплении и импульсов: где Р = — "=8 МТЦ.

~,„1»Т лт» При обнаружении пачки некогерентных радиоимпульсов накапливаются огибающие радноимпульсов после детектора, в котором возникают потери. Эти потери зависят от отношения мощностей сигнала н шума на входе детектора, а последние при фиксированной ввергни пачки определяются количеством импульсов в пачке и, как показано на рис.

3.29. Ход графика ьпп дп Р„,;-/'(и) на рис.3.29,а й ! йп рп Ю определен тем, что ! при в<10 отношение г' 6 сигнал/шум в одном импульсе велико и детектор ведет себя как г линейное устройство, ю !со п,в го ров лао и а при л>!00 отноше- ние сигнал/шум мало а) о) н детектор ведет себя Рпс.Э.ЗЧ. Потери при наиогсрс1пиом нвиоплснин импульсов как нелинейное квадратичное устройство, из за чего возникают потери, пропорциональные /и (рис. 3.29,о).

Позтому Р„= 9п и . Обычно используют одну и ту же формулу для /со,/гТР ~от пачки когерентных и некогерентных радиоимпульсов, учитывая потери некогерентного накопления: /с /гТР „„ пор чпор пгп Кроме указанных потерь, при расчетах учитываются и другие с и помощью соотношении Рп =Пи, . ПРичинами таких потеРь ЯвлЯютсЯ: ~о! — неоптимальность фильтрации ив (несогласованная фильтрация), зти потери не превышают ив<! дБ; непрямоугольность огибающей пачки радиоимпульсов иппр (кипр<1,бдБ); — флуктуации амплитуды отраженных сигналов 9ч„(в самом тяжелом случае дружных флуктуаций — нр,<8дБ); — некогерентное накопление и (зависят от числа импульсов в пачке); — нелинейность характеристики накопления интегратора ип (определяются типом интегратора); — цифровая обработка ип(лежат в пределах ! дБ<мп<3дБ); — прочие у Таким образом, общие потери можно посчитать, используя соот- ношение 80 или в децибелах У г„= Г и, ь яе + г, + т1,„+ т„„+ ь„+ г„+ т 3.6.

Обнаружение радиосигналов при априорной неопределенности При работе радиолокатора в реальной обстановке не только неизвестен факт наличия и отсутствия сигнала на входе приемника, но могут быть неизвестны характеристики помех и сигнала. Возникает проблема априорной неопределенности нли неизвестности. Различают — парапеюрическую иприорпую кеопреосленность, когда при известном законе распределения вероятностей сигнала и помехи неизвестны значения параметров этого закона; — непарачетрическую неопределенность, когда неизвестен закон распределения сигнала и помехи.

В первом случае возникает нехватка априорных данных, что не дает возможности установить связь наблюдаемых величин (входной реализации) с условным риском. При обработке (дополнительной) входной информации нужно восстановить соответствие между ожидаемыми потерями и этой информацией. Такой процесс называют адишлаиией, а правила решения задачи обнаружения в этих условиях адоптивными байесовььни правилами. Чаше всего эти правила формируют в рамках так называемого адаптивного байесова подхода, основной особенностью которого является замена неизвестных параметров, характеристик или законов распределения помех их состоятельными оценками. При некоторых ограничениях этн оценки становятся оценками максимального правдоподобия. С точки зрения нахождения структуры обнаружителей основными методами преодоления априорной неопределенности являются: — использование адаптации к неизвестным или меняющимся параметрам помехи, что приводит к адаптивным параметрическим системам; — создание устройств обнаружения, нечувствительных к виду закона распределения вероятностей помех, так называемых адаптивнонепараметрическнх, нли инвариантных систем; — использование систем обнаружения сигнала, стабильно работающих и незначительно теряющих свои свойства при изменении законов распределения вероятностей помех, что приводит к робастным системам.

При параметрической априорной неопределенности часто неизвестными или вселяющимися параметрами могут быть: интенсивность (мощность) помехи о„', доплеровская поправка частоты тол„или набег фазы за период повторения тнв„Т„для пассивной помехи, широкополосность помехи а„„(оннТ„) или ее коррелированностысн Неопределенность н изменение о н в элементе разрешения„а также от элемента к элементу разрешения в пределах зоны обзора может сильно снизить эффективность устройств обнаружения, что обусловлено большим динамическим диапазоном (до 90 ЛБ) изменения мощности помех.

При недостаточном подавлении помехи ее остатки могут менять уровень и частоту ложных тревог. Мерой борьбы с этим недостатком является использование устройств обнаружения с изменением порога обнаружения в соответ- ствии с интенсивностью Я ь.я.с льем ьДи помех в элементах разрешения. На рис. 3.30 показана структура обнаружителя 1 х, н =с с ностояннылт уровнет хв х, лохснмх тревог (ПУЛТ). В схеме рис. 3.30 те- кущие реализации Х, пророс. ЗЗа. Обнвружнтель ПУЛТ порциональные мощности помех (Х„=(л',в,), формируются с помощью квадратичного детектора (КвД). Эти реализации подаются на линию задержки с М-! отводами через т„. Со среднего отвода линии выборочное значение Х„подают на нормирующее устройство (Н), где производится деление Х, на средний по числу ячеек )У или числу элементов дальности уровень мощности помехи Р =Ил. Средняя мощность помехи формируется путем усреднения М вы- л борочных значений Х со всех отводов линии, кроме среднего: И'= — Х, . Фл На выходе устройства а~ яо нормировки образуется рв лнннмнсмеь| 2=ЛУИ', что и обеспе- Еа, чивает при обнаруже- дн нии постоянство уровввр ня ложных тревог.

Удобно нспольРне. ЗЗП Логврифмичесвое устройство ПУЛТ зовать устройство нормировки с логарифмической схемой ПУЛТ (рис. 3.31). Здесь вместо квадратичного детектора используют комбинацию УПЧ с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛУПЧ) и де- 82 тектора огибающей (ДО) (линейного детектора). Эта комбинация называется логарифиическнм детектородп на выходе которого реализуется Уо Поскольку 1пЛ;=21пУж„то УрвЛо и операцию нормировки можно осу- 1 м ществлять не делением Л7И; а вычитанием Уь — У, где(У = — 7 У . ВелиМ к.н чину д нормированную к уровню помех, получают после обратного экспоненциального преобразования.