sazonov_d_m__antenny_i_ustroistva_svch_1 988 (561328), страница 25
Текст из файла (страница 25)
КОЛЬЦЕВЫЕ НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ В полосковых, коаксиальных и волноводных трактах широко применяются кольцевые схемы ответвнтелей с направленностью обоих типов. Шлейный, ответвитель (рис. 4.11,а) состоит из четырех отрезков линий передачи длиной Х,/4, образующих квадрат, и реализует направленность типа 1. Входные линни с единичным волновым сопротивлением подключаются параллельно в углах квадрата. а) б1 Рве.
4Д Е Кольцевые направленные ответвнтелн: а — ылавфвыа («ввадра»выа» и б — »вбрвдваа кольца Гибридное кольцо (рис. 4.11, б) отличается от шлейфного ответвителя тем, что длина отрезка линии передачи между входами 3 и 4 увеличена до Зл /4, т. е. добавлен полуволновый трансформагор.
Гибридное кольцо реализует направленность типа П н явля-' ется ответвителем синфазно-противофазного типа. Название кольца укоренилось в связи с частым применением такого ответвителя в схемах балансных смесителей сантиметрового диапазона Волн. Варьируемыми параметрами, позволяющими регулировать деление мощности на выходах кольцевых ответвителей, являются волновые сопротивления отрезков кольца вм и г т. При симметричном построении анализ шлейфного ответвителя н гибридного кольца можно проводить методом синфазного и противофазного возбуждения относительно горизонтальной плоскости.
В итоге получаются ледующие расчетные соотношения для элементов идеальных матриц рассеяния на центральной частоте: т 2 1/н т — 1/в,а=1; зп=О, зт1=зм=О; За! = /Звт» Заа = явт/«'вт тля шлейфного ответвителя (направленность типа 1); 2 2 1/к т+ 1/ям=!' зн — — О.
ам=ам — — О; ЗН У/авб авт Л/~вт' Зал Зя' З42 ЗМ ~ля гибридного кольца (направленность типа П). Однако возможен и другой, не учитывающий свойство симметрии, способ декомпозиции кольцевых ответвителей. При этом способе кольцо мысленно разрывается в удобном месте и схема преобразуется к каскадному соединению нескольких элементарных четырехполюсников. Лрнмер. Декомпозиция шлейфиого ответзнтеля (рис. 4.11, а). Прв подключении генератора ко входу ! вследствие предполагаемого свойства развязки (да~=о) можно мысленно осуществить в сечении входа 2 ответвителя короткое замыкание.
Тогда схема ответвителя преобразуегсн к виду, показанному на рис. 4.12, а. Образовавшиеся короткозамкнугые шлейфы длиной ) /4 не оказывают шуитнрующего действии в сечениях входов ! и 4 и могут быть исключены. Н упрощенной схеме (рнс. 4.12, б) чегвертьвплновый трансформатор з,з в сечении 4 8! Рнс. 422. Декомпозиция шлейфного отаетвнтеля входа 8 оказывается нагруженным на параллельное соединение двух проводимостей: Да=1 (выходнаа линни 8) и аз=! !азы — зто пеРесчнтаниаа чеРез четвеРтьволиовый трансформатор ам проводимость выходной линии 4. Подбором величины ам можно регулировать деление мощности иа выходах 8 н 4 отвегвнтеля, по- Ку'Дг кз к 7,дб д,дб 77 й7 г8 йз йа 0,85 48 (88 К/Гз й~ 8Д8 488 7/га 1,дб фй Д7 Др А,дЮ Д4 Хд 7д 777з л! Рнс.
4.13. Частотные характеристики шлейфного моста (а) н «гибридного» кольца (б) скольку (ьз!(~/(йор=йз/й!=г~ !. Волновое сопротивление четвертьволнового трансформатора г,з следует подобрать по условию согласования входа 1! 1/гз,з = 1+ 1/гзв! Элемент матрицы рассеяния зм отвегвнтеля проще всего найти, используя элементы матрицы А четаертьвалиового трансформатора г,: с=)/г,з и й=О (см, рнс. 4 2, а)„Полагаи нормированный ток на согласованном входе 1 1! =й,= =1, сразу получаем зм=йз — 1!/с= — )гш Другой ненулевой элемент первого столбца матрицы рассеяния за = — г,з/г,!, что следует нз установленного деления мощности и условия унитарности матрицы рассеяния.
Проверять предположенное усзовие ЯиР О не обязательно, поскольку развязка входов 1 и 2 является следствием уже обеспеченного согласования входов ответвнтеля (см. теорему нз примера 4 5 3.7). Отметим, что аиалоп!чно можно производить декомпозицию гнбрнднога кольца н многих других кольцевых схем. Обеспечиваемые 'подбором волновых сопротивлений свойства развязки н согласования входов кольцевых ответвителей выполняются только иа расчетной частоте и иарушаютсн при частотной расстройке. Принято оценивать качество направленных отвегвителей в полосе частот следующими парампграмн: вхолным КБВ К!=(1 — )зм()/(!+(йо() и коэффициентами связи (дБ): ,у= — З)1к (йы). где !, 1 — номера входов. Расчетные зависимости этнх параметров ат частоты для шлейфнаго отаетвнтеля и гибридного кольца с равным делением мощности приведены на рнс.
4.13. где,также показана возмсакная топология печатных плат. Результаты получены с папашью разработанной Б. А. Мишустииым универсальной диалоговой программы МАКЕТ лля нахождения матриц рассеяния сложных радиоэлектронных устройств (3). В)лейфный отвегвитель иесьма уэкополосен — его рабочая полоса частот не превышаег ~бтэ по сравнению с *1бэ для гибридного кольца. 5 4.а. соглАсОВАнные шестиsолюснь)е делители мощнОсти Делители мо(цности являются укрупненными базовыми элементами, применяемыми для разветвления трактов СВЧ. В шестиполюсных делителях мощности различают главный вход 1 и два выхода 2 и 3.
Обычно к делителю предъявляют требования согласования главного входа лпь 0 и передачи мощности с входа на выходы с заданными модулями коэффициентов передачи эм и лзг. Делители мощности можно использовать также для суммирования на входе 1 колебаний от двух когерентиых источников, подключенных ко входам 2 и 3. В этом, а также в ряде других случаев к делителю мощности предъявляются дополнительные требования согласования и развязки входов 2 и 3. Простейшее тройниковое разветвление линий передачи рассматривались в $3.2 (см. рис.
3.2). Это разветвление относится к классу реактивных шестиполюсников и поэтому в соответствии с теоремой из примера 3 2 3.7 не может быть одновременно согласовано по всем трем входам. Чтобы обеспечить согласование и развязку входов 2 и 3 шестиполюсного делителя мспцности, следует ввести в его схему поглощающие элементы. Наиболее распространенная схема такого делителя мощности на равные части показана на рис. 4.14. В делителе используются параллельное разветвление линий передачи на входе 1, два четвертьволновых трансформатора с волновыми сопротивлениями г,= 3Г 2 и поглотитель в виде сосре- доточенного резистора с нормированным сопротивлением )т=2. Такая схема может быть получена из гибридного кольца (см. рис.
4.11, б) с равным делением мощности. Участок гибридного кольца между входами 2 и 8 показан отдельно на рис. 4.14, б. Матрица А этого участка имеет вид Лв/4 а/ Рнс. 484. Согласованный кольцевой делитель мощности на рав- ные части: к — вбывв сквмв; б — вквмвадввтмсе ввевбвввввваив ввсгн гмбввдмого колыы мвмдт вквдамм а.а-а последовательного сосредоточенного ого непосредственно между входами 2 н 8 (см. рис. 4.2). х Таким образом, согласованный делитель лгощности на рис. 4.14, а, по существу, является направленным ответвителем, в котором роль входа 4 играет резистор (гг=2). Отметим, что по свойствам симметрии этот ответвитель аналогичен двойному Т-мосту (см.
рис. 3.8). аб Качество работы делителя мощности в полосе частот -оценивается КБВ каждого входа Ка и коэффициентами передачи (дБ) Агг = — 20 1д(ац( Расчетные частотные зависимости этих параметров показаны на рис. 4.15. Рабочая полоса частот составляет примерно +20%, т. е. несколько шире„ чем для гибридного кольца, поскольку частотно- зависимый участок кольца между входами 2 н 8 заменен частотно-независимым резистором. т. е. тождественна матрице резистора (тг=2), включенн га гг 4г ггв '.меа мг ар йа 4а йг г/4 Рнс.
4.1о. Частотные характернстн кн согласованного делители мощ ности Возможные варианты согласованных кольцевых делителей мощности на неравные части показаны на рис. 4.16. Расчетные соотношения для элементов идеальных матриц рассеяния делителей мощности на центральной частоте имеют следующий вид: ли=за=ам=О, згг= .Ф* заг — — — /) б=)/х /авь ФГ1 — ФА=У л2л,г,' /~=лиг+хм=х,га, Рнс. 4.16. Согласованные шестниолюсные делители мощ- ности: а — с рввлинвыми волвавыми соаративлснивми вЫхадных линна; А — с соглвстюнсимн трвисфсрмвгорвми н выходных ливнах для делителя с измененными волновыми сопротивлениями выходных линий (рнс. 4 16, а): зм= „- =О, '„= — 1, зм= — Р'.~ — ~, 1=а /зв ' И вЂ” Р=х ~/а.г' й=хш+а =а,гя, г г для делителя с согласующими трансформаторами в выходных линиях (рис.
4.16, 6). Один из способов получения этих соотношений путем обобщения метода синфазного и противофазного возбуждения изложен в [21. $4.7. МАТРИЦА РАССЕЯНИЯ КАСКАДНО СОЕДИНЕННЫХ ААИОГОНОлкгсникОВ В данном параграфе будут получены формулы для расчета матрицы рассеяния каскадного соединения двух многополюсников с известными матрицами рассеяния. Эти формулы играют ведущую роль в теории цепей СВЧ н позволяют составлять универсальные программы для ЭВМ для нахождения матриц рассеяния любых линейных устройств, образованных поочередным соединением базовых элементов. Эти же формулы позволяют представить заданную идеальную матрицу рассеяния многополюсника как результат объединения нескольких матриц рассеяния более простых многополюсников, т. е.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
