ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования. Под ред. А.И.Перова (2010) (1151961), страница 119
Текст из файла (страница 119)
19.7 видно, что сигнал сильно искажен. В данном примере на вход ТФ был подан сигнал с дальномерным кодом, имеющим длительность элементарного символа г, = 1 мкс, а частота дискретизации составляет 44 МГц. Следовательно, длительность импульсной характеристики фильтра составляет Ть=1 мкс, т.е. длительность интервала накопления в фильтре примерно равна длительности символа ПСП. При ~'„= 1,' имеем н '19~с,о+~Рск1 Чп % 1 Из данного выражения следует, что на участке, где символы ПСП не изменяются, сигнал оказался полностью подавлен, т.к.
в ТФ с заданной длительно- 765 Глава 19 Цс 2 4, мкс 7 8 0 10 -2 0 1 2 3 4 5 6 Рис. 19.8. Процесс на выходе ТВФ при п =176 (пТ~ =4 мкс) Оценим потери энергии полезного сигнала при прохождении ТВФ в случае совпадения частот помехи и сигнала. 2 (19.42) Отметим, что первое слагаемое в полученном выражении определяет мощность навигационного сигнала на входе ТВФ, а, следовательно, два вторых слагаемых определяют его искажение. На рис. 19.9 приведены рассчитанные по (19.42) характеристики искажения мощности навигационных сигналов ГЛОНАСС с НТ- и ПТ-кодами и сигнала ОРИ с С/А-кодом в зависимости от порядка и ТФ.
Рвых/~ вх~дв 0 12 -15 -18 п 16 32 64 128 256 512 1024 2048 Рис. 19.9. Зависимости искажения мощности навигационных сигналов на выходе ТФ 766 стью импульсной характеристики на данном участке сигнал оказывается чисто гармоническим. На тех участках, где происходит смена символов ПСП, ТФ не подавляет сигнал. Отсюда следует, что, увеличивая длительность интервала накопления, можно снижать искажение сигнала в фильтре. Для иллюстрации этого на рис. 19.8 приведена реализация процесса на выходе ТФ при и =176. Частотно-временная режекиия узкополосных помех Из графиков рис. 19.9 следует, что допуская потери мощности полезного сигнала на выходе ТФ не более 3 дБ, необходимо использовать ТФ порядка и> 140.
Синтез адаптивного трансверсального фильтра Из проведенного выше анализа следует, что оптимальные весовые коэффициенты ТФ определяются числом и параметрами воздействующих на его входе помех. В практических задачах данные характеристики сигнально- помеховой обстановки неизвестны. Поэтому необходимо строить адаптивные ТФ (АТФ). В литературе описаны различные алгоритмы адаптации ТФ, которые могут быть разбиты на две большие группы: градиентные алгоритмы адаптации; прямые алгоритмы адаптации. Ниже остановимся на прямых алгоритмах адаптации, суть которых заключается в расчете оценочных значений требуемых корреляционных матриц помех,т.е.
К„и К В соответствии с определениями (19.28), (19.29) требуемые корреляционные матрицы должны рассчитываться как средние значения корреляционных произведений векторов наблюдений. Полагая аддитивные шумы в наблюдениях эргодическими, заменим вычисление среднего по ансамблю реализаций вычислением выборочного среднего по времени, т.е. Е Е 1 (ь) *т( ) 1 "(г) (г) у ~~ > п;lс-Ьк и;1 — 1,и ' ъу~ ~~ уп,/с и'м-1 п Е А~ (19.43) В(19.43) вектора Ъ'(') можно формировать последовательно в каждый очереднои момент времени ~~, что можно записать, как Ъ'„.~,„=Ъ'„,,„, ' (') у„, = у„, При этом каждый последующий вектор содержит и — 1 компонент .(') 767 предыдущего вектора, но сдвинутых по индексу в структуре вектора. Отметим, что алгоритм адаптации (19.43) не зависит от структуры помехового сигнала, а, следовательно, не изменяется, если на входе приемника действует одна или несколько гармонических помех, или какая либо узкополосная помеха.
Результаты моделирования адаптивного ТФ Моделирование АТФ проводилось в имитационной среде МАТ1.АВ при следующих условиях: канал приема сигнала диапазона Ь1; энергетика радиоканала а,~„= 40 дБ; промежуточная частота сигнала, поступающего на вход С ~0 ТФ вЂ” 5 МГц; несущая частота помехи /„' = 5,1 МГц; частота дискретизации АЦП ~ = 44 МГц. 2'лава 19 Положим 9,, = 50 дБ, число отводов линии задержки и = 1200, число отсче- тов, по которым производится вычисление корреляционных матриц Е = 2400.
На рис. 19.10 а) приведена спектральная плотность мощности ~СПМ) процесса на входе АТФ, на которой присутствуют равномерный внутренний шум и гармоническая помеха на частоте 5.1 МГц, а на рис. 19.10 б) — аналогичная характеристика приведена для спектральной плотности процесса на выходе АТФ. 140 ,= 50 с бо ~ 40 с 20 0 1.' 20 -5О о 25 10 15 Частота. МГц 10 15 Частота, МГц 20 25 а) б) Рис. 19.10. Спектральная плотность процесса на входе н на выходе АТФ прн и = 1200, Е = 2400 Из сопоставления двух рисунков видно, что гармоническая помеха эффективно подавлена. Для иллюстрации эффективности процесса адаптации рассчитаем коэффициент передачи АТФ, который устанавливается в нем после завершения режима адаптации.
На рис. 19.11 приведена соответствующая характеристика. 45 5 55 5 Частота, МГц Рис. 19.11. Амплитудно-частотная характеристика АТФ прн воздействии 1 помехи н и= 1200, Е =2400 ш 20 а 10 о а -10 а ~ -20 а ф в-зо о 40 тх -50 о . '-60 Й-"о -во 4 ;=100 о т о с с х 5~ о ст Частотно-временная режекния узкополосных помех Из рис. 19.11 следует, что на частоте помехи ~„' = 5,1 МГц в АТФ сформ ровался провал АЧХ, глубиной — б0 дБ, что и позволило эффективно подавить помеху.
Рассмотрим ситуацию, когда на входе НАП воздействуют три гармонические помехи с частотами: ~„, = 4,5 МГц, ~„2 = 4,7МГц, ~„, = 4,9 МГц. На рис. 19.12 а), б) и рис. 19.13 приведены характеристики подавления помех в АТФпри а„~, =70дБ и =2400. о о -'' ~100 Г с о с о И 50 с а 50 0 5 10 15 20 25 Частота, МГц ''0 ' " "'5' '' " 10"' '''15 ' ' 20' ' ' 25 Частота, МГц б) а) Рис.
19.12. Спектральная плотность процесса на входе и на выходе АТФ при воздействии 3 помех и п = 1200, 1=2400 со 20 У1О О й -1О Ы й-20 а Ф в-зо о„10 о о -50 Е 50 3 Ъ-20 "-80 4 4.5 5 5.5 Час а, МГц Рис. 19.13. Амплитудно-частотная характеристика АТФ при воздействии 3 помех и и= 1200, 1=2400 769 Реальные помехи отличаются от идеальных гармонических помех ввиду конечной ширины спектра реальных сигналов. Рассмотрим «идеальную» полосовую помеху, которая состоит из набора синусоид, частоты которых компактно Глава 19 заполняю заданную полосу частот ф'„. При этом мощность помехи определяется как Р„= Я„ф„', где 5„— СПМ помехи в заданной полосе частот ф'„. При заданной мощности помехи увеличение полосы занимаемых ее частот приводит к снижению уровня СПМ. Положим полосу частот, занимаемых помехой, ф„'= 10 кГц, и а„~, =100 дБ.
На рис. 19.14 а), б) и рис. 19.15 приведены характеристики АТФ для рассматриваемого случая. 1ОО ' во а 6О „4О с 20 о. Й о 46 Частота, МГЧ 465 455 46 Частота, МГц 4 55 4 65 б) а) Рис. 19.14. Спектральная плотность процесса на входе и на выходе АТФ при воздействии помехи с полосой частот 10 кГц и и = 1200, Е = 2400 5.5 5 Частота, МГЧ Рис. 19.15.
Амплитудно-частотная характеристика АТФ при воздействии помехи с полосой частот 1О кГц и п = 1200, Е = 2400 Из приведенных зависимостей следует, что АТФ успешно подавляет помеху с полосой частот 10 кГц и а„~, = 100 дБ. 770 со 10с--— са ~-10 Ь. а с о"-40 о а Я -50 -50 4 ,о. 1- 5 бф о с .40 о. $ о, -26! Частотно-временная режекния узкополосных помех Из проведенного исследования можно сделать следующие выводы: Алгоритм адаптации трансверсального фильтра (19.443) эффективно работает как при воздействии одной или нескольких гармонических помех, так и при воздействии полосовых помех с шириной спектра, как минимум, до 10 кГц. Для эффективного подавления помех целесообразно использовать ТВФ достаточно большого порядка и > 200. 3.
Адаптивный ТФ подавляет узкополосные помехи, мощность которых по отношению к навигационному сигналу может составлять до 100 дБ и более. При уменьшении ширины спектра помехи эффективность ее подавления возрастает, а требования к необходимому значению порядка фильтра и уменьшаются. 19.3.
Режекция узкополосных помех в частотной области на основе БПФ В п. 19.1.4 описана последовательность операций, реализующих метод режекции узкополосных помех в частотной области на основе БПФ. Обобщенная структурная схема устройства, реализующего данный метод, изображена на рис. 19.16. Рис. 19.16. Структурная схема устройства режекцин узкополосных помех Суть данного способа заключается в том, что входная реализация аддитивной смеси широкополосного навигационного сигнала и узкополосной помехи подвергается преобразованию Фурье. После такого преобразования спектральные составляющие, соответствующие узкополосной помехе, представляют собой узкий компактный спектр, существенно превышающий спектральные составляющие, соответствующие навигационному сигналу.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
