ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования. Под ред. А.И.Перова (2010) (1151961), страница 114
Текст из файла (страница 114)
18.14. На этом же графике приведена кривая адаптации традиционного следящего градиентного фильтра для оценки а . Сравнение с градиентным алгоритмом показывает существенный выигрыш оптимального алгоритма для всех моментов времени. Использование фильтра даст существенный выигрыш при наличии динамики а, . В этом случае точность экстраполяции существенно возрастает и от- 728 Пространственно-временная обработка сигналов в аппарат) ре потребителей счеты сп, можно брать реже. Оценки выигрыша оптимального фильтра представлены в 118.11].
ОСШ от времени 25 Ш кт < 20 Э 15 ~ те 0 0 100 200 300 400 500 Время (Такт) Рис. 18.14. Характеристики адаптации 18.6.2. Оптимальный неследящий алгоритм Вывод этого алгоритма рассмотрен в (18.13]. При выводе мы ориентировались на интервал т),, на котором параметры СПО Я=Я„=(Н„,У„) (̈́— "сигнальный" вектор; У вЂ” корреляционная матрица помех), а также информационный параметр А), можно считать неизменными. Такая простейшая модель может адекватно описывать режим захвата или "сопровождения", если пространственно-временной алгоритм будет оптимальным, т.е. быстрым, и обеспечит захват на указанном интервале.
Величина т), оценивается статистическим моделированием с расчетом на наибольшую динамику. Адекватность выбора модели для информационного параметра подтверждается тем, что для описания его динамики на интервалах порядка 1 мс вполне подходит модель "квазислучайного" процесса [18.16]. В соответствии с принятой методикой синтеза ~18.16], в режиме захвата вводятся априорные плотности параметров Я„и А),, а в режиме сопровождения — дополняются их связью параметров СПО на соседних (при марковской динамике) интервалах. В любом случае важно иметь адекватную информационную модель для параметров СПО.
В зависимости от того, используется ли направление на навигационный спутник (НС) или нет, можно выделить две ситуации. Первая соответствует случаю, когда обработка начинается в условиях полной априорной 729 Глава 18 неопределенности относительно параметров СПО. Вторая — когда параметр Н~, соответствующий направлению на НС, известен с высокой точностью, а матрица Ъ'„— полностью неизвестна. Вторая ситуация может считаться основной в СРНС и в дальнейших разработках следует ориентироваться именно на нее. Однако нами использовались алгоритмы 118.131, полученные для первого варианта СПО, а также для других возможных ее модификаций. 18.б.З.
Алгоритм с разделением пространственного и временного операторов Оптимальный алгоритм, синтезированный в [18.10,18.13], является пространственно-временным, поскольку временную обработку для вычисления основной статистики требуется вести в каждом антенном канале. Реализация такого алгоритма — вопрос ближайшего будущего. Однако уже сейчас можно реализовать незначительно уступающий ему по характеристикам квазиоптимальный алгоритм, которому соответствует схема на рис.
18.15 Рис. 18.15. Схема устройства Здесь использованы обозначения А % = ~~» ~Д, — тхт матрица; ь с 9„ = — ~~» с,з (Х) — т-вектор; Е = ~~) я (Х)з (Х). ~ =! ~ =1 * Основная функция этого алгоритма — вычисление статистики Н,Ж 0» и ее максимизация. Вся структура распадается на пространственный и временной фильтры. 730 Пространственно-временная обработка сигналов в аппаратуре потребителей 18.6.4. Характеристики адаптации На рис. 18.16 показаны типовые "кривые адаптации" — зависимость коэффициента подавления на выходе блока пространственной обработки от времени накопления для оптимального алгоритма (схема на рис.
18.15) и для классического компенсатора помех. Видно, что оптимальный алгоритм сходится до уровня "потенциальный К„„— ЗдБ" примерно за 4 п тактов (где и — число каналов пространственной обработки), что соответствует теоретическому уровню. Классическому алгоритму требуется несколько тысяч тактов. 45 40 35 1О, 10' 1О' 10 Брема~там) 10 Рис. 18.16. Характеристики адаптации 731 Векторные отсчеты ~, в цифровом виде поступают на вход пространственного фильтра. Как показывает анализ на модели, для вычисления выборочной корреляционной матрицы % не обязательно использовать все отсчеты, выбранные с частотой Котельникова или чуть выше (как это сделано в стандартных реализациях ОРИ-приемников), которая необходима для временной обработки.
Отсчеты можно взять реже (децимация). Выход пространственного фильтра — набор скаляров Н,Ж '~,, поступающих на временной скалярный фильтр — коррелятор. Эта функция полностью возлагается на приемник СРНС. 1 лава 18 18.7. Технологический прорыв в пространственной компенсации помех Разработка антенных компенсаторов помех (АКП) имеет долгую историю. Упомянем лишь имена создателей АКП Уидроу Б. (1957 год) в США и Ширмана Я.Д.
(1958 год) в СССР. Отметим, что теоретический уровень подавления 40-50дБ и более (см. п. 18.5) и достижимый в реализованных устройствах, как правило, до недавнего времени существенно различались. Более того, достигнутый в 70-х годах уровень глубины подавления порядка 20 — 25 дБ оказался своеобразным техническим порогом„который многие сочли пределом. В течение нескольких десятилетий разрабатываемые для радиолокации или связи отечественные и зарубежные образцы АКП имели глубину подавления в этом диапазоне. Развитие цифровой элементной базы также не оказало существенного влияния. Прорыв произошел в середине 90-х годов.
Выдвинутые МО США требования повышения помехоустойчивости аппаратуры пользователя бРБ военного назначения привели к необходимости создания АКП с резко увеличенной глубиной подавления помехи. Целым рядом организаций (М1ТКЕ, М1Т Ь1псо1п ЬаЬогагогу, Кауйеоп и др.) были проведены исследования по преодолению предела в уровне подаления. Так, в работе М1гге (18.221 выделены основные декоррелирующие факторы, которые приведены в табл. 18.2 (приведен примерный уровень того или иного ограничения, достижимый для современных технологий): Таблица18.2.
Основные декоррелирующие факторы Фактор Нелинейности каналов К„, дБ 70 Амплитудное и фазовое рассогласование ЧХ приемных каналов (с коррекцией) 45 Взаимное влияние антенных элементов 70 Нелинейность 70 Характеристики АЦП число разрядов (12р-14р) бб...78 "джиттер" 70 732 В результате были сделаны выводы: 1) о наиболее узком месте при реализации АКП вЂ” неидентичности ЧХ приемных каналов и 2) о возможности достижения в АКП уровня подавления в 45...50 дБ. Пространственно-временная обработка сигналов в аппаратуре потребителей Были определены и пути достижения такого результата. Основным принципом явилось использование цифрового диаграммообразования, при котором выходы всех элементов антенной решетки селектируются по частоте и усиливаются до уровня АЦП.
Вся дальнейшая обработка осуществляется на цифровом уровне. Преодоление порога потребовало изменения или совершенствования не одного, а целого ряда технологических решений, причем, как в аналоговой, так и в цифровой части АКП. В аналоговой части это, прежде всего: — выравнивание задержки в трактах приема (до О.1 нс); — обеспечение идентичности АЧХ и ФЧХ трактов приема (размах разностей АЧХ разных каналов лучше 0.2 дБ, размах разностей ФЧХ вЂ” 1.2 ); — линейность трактов усиления (АЦП вЂ” 12...16 разрядов, 1РЗ вЂ” 1ОЙВш). В цифровой части это: — высокоточное формирование квадратур; — адаптивные корректирующие фильтры для компенсации неидентичности частотных характеристик трактов приема; — усовершенствование алгоритмов формирования весовых коэффициентов для корректирующих фильтров и компенсационного цифрового суммирования.
К концу 90-х годов целый ряд фирм разработали АКП нового поколения с глубиной подавления 40 дБ и более (Кауйеоп, 1.о1йеед Маг!1п, КосЕ~е!! Со1!1пз и др.). К настоящему времени множество образцов АКП широко используются во всех видах военной техники. 18.8. Экспериментальная проверка компенсаторов помех для приемников спутниковой навигации 18.8.1. Экспериментальная проверка двухканального компенсатора помех В параграфе представлены результаты экспериментальной проверки макета АКП с двухэлементной АР для ОРБ-приемника «Шр1!ег» 118.5~. Компенсатор рассчитан на защиту открытого С/А-кода в диапазоне А1.
Компенсатор выполнен по классической схеме с управлением весовыми коэффициентами на высокой частоте и цифровым вычислением самих коэффициентов. Проверка макета Компенсатора с двухэлементной АР имела целью экспериментально оценить практически достижимую эффективность макета АКП при воздействии узкополосной и широкополосной помехи. Схема эксперимента показана на рис. 18.17. В качестве показателя эффективности Компенсатора использован известный коэффициент подавления (К„) — отношение входной мощности помехи к 733 Глава 18 мощности шума на выходе суммарного канала.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
