Пестряков Б.В. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации (1973) (1151884), страница 46
Текст из файла (страница 46)
(6.7.2) о При этом, если иметь в виду (6.7.1), (6.6.4) и (6.6.6), то отклик радиочастотного интегрирующего устройства с детектором выражается аналогично отклику видеочастотного. Такую операцию приближенно выполняет колебательный контур, резонансная частота которого совпадает с несущей частотой интегрируемого колебания при условии, что ! (( Ти. При этом результат интегрирования отображается в амплитуде напряжения на выходе контура интегратора, и для его выделения необходимо использовать амплитудный детектор.
с 6,7,2, Примеры реализации интегрирующих устройств Вндеочастотные интегрирующие устройства при небольших длительностях сигнала выполняются на )»С-цепочках, у которых Ти =- = — !»иСи = 114Л7,,», » Т„где Л7,Ф вЂ” эффективная полоса пропускания интегрирующей цепи, определяемая эквивалентными значениями Си и !ги с учетом всех влияющих на них проводимостей и емкостей. При больших длительностях они выполняются на операционных усилителях с емкостиой обратной связью 16.151, в том числе на типовых интегральных схемах операционных усилителей 16.51.
8 за~'. !зо» 222 Радиочастотные интегрирующие устройства выполняются на одиночных контурах как с последовательным, так и с параллельным резонансом. Так как в реальных условиях производится прием не одного информационного сигнала, а их последовательности, то для создания нулевых начальных условий при приеме каждого из сигналов напряжение, накопленное интегратором за время действия предшествующего сигнала или помехи, должно бытысброшено». Отказ от сброса упрощает схему, но приводит к потерям энергии почти в два раза ( — 3 дБ) !6.1!.
Для осуществления сброса в интегрирующих устройствах обычно применяются транзисторные ключи !6.3, 6.41, иногда применяются диодные ключи, и при большой длительности сигналов могут использоваться электромагнитные реле. Хорошие результаты дает применение МОП-транзисторов. Рис. 6.?л.
Пример схемы видеочастотиого интегрирующего устройства приведен на рис. 6.?.1. Каскад на транзисторе 77 служит для согласования. Усилитель (У) на транзисторах ТЗ и Т4 компенсирует маленький коэффициент передачи инерционной цепи. Т2 работает в ключевом режиме. Следует отметить, что для интегрирования видеочастотных напряжений разного знака подобные схемы могут быть использованы только при фиксированной длительности сигнала (что обычно справедливо для УОО шумоподобных снгналов), так как только в этом случае может быть учтен результат интегрирования напряжения покоя первого каскада, в противном случае нецбходнмо использование двухканальных интеграторов с раздельным интегрированием напряжений разных знаков и последующим суммированием или МОП-транзисторов. Усилитель, изображенный на рис. 6.7.1, целесообразно реализовать на интегральных схемах.
При этом удается обеспечить ббльшую стабильность параметров и меньший дрейф нуля !6.51. На рис. 6.7.2 дан пример схемы радиочастотного интегрирующего устройства с контуром параллельного резонанса. Сброс колебаний в интегрирующем контуре осуществляется балансным ключом на транзисторах Т2 и ТЗ. 226 Так как реальная добротность обычных контуров в диапазоне 0,1 — 10 МГц не превышает 100 — 150, то для интегрирования сигналов, имеющих большую длительность, приходится для уменьшения эффективной полосы контура либо значительно снижать частоту поднесущей, что не всегда удобно, либо переходить на кварцевые фильтры. При применении кварцевых фильтров сложно получить эффективный сброс колебаний в момент окончания сигнала. Поэтому в таких схемах обыч- 8х Рнс.
6.7.2. но осуществляется комбинированный способ гашения колебаний, когда наряду с введением в контур с последовательным резонансом сопротивления большой величины замыкается цепь отрицательной обратной связи, чем обеспечивается достаточно высокая скорость затухания колебаний в контуре (6.1], 6.7.3. Основные неидеальности интегрирующих устройств, влияющие на потери Основными неидеальностями интегрирующих устройств являются: неточность выполнения операции интегрирования, включая режим «сброса», отклонения коэффициента передачи и наличие в видеочастотных интеграторах паразитной постоянной составляющей. Потери из-за неидеальности выполнения операции интегрирования при использовании инерционной цепи количественно могут быть просто оценены в предположении воздействия на входе видеочастотного интегратора прямоугольного вндеоимпульса, а на входе радиочастотного интегратора радиоимпульса с прямоугольной огибающей.
Случай такого воздействия не только нагляден, но и является наиболее часто встречающимся в корреляционных схемах. Тогда процесс интегрирования в видеочастотном интеграторе определяется выражением Увиэ (г) = Кт(7вх виу (1 — е ""'), (6.7.3) где Кт — коэффициент усиления усилителя, входящего в интегрирующее устройство. в" 227 При Т,(; Ти ии, (1 =- Т,) = и„,, Кт — Г, 1 'Тн ' (6.7.4) т. е. интегрирование выполняется практически точно. Для радиочастотного интегратора получается аналогичный результат, причем Ти ж 174Л7",, = Я!л7, „, где Лг',„„— эффективная полоса пропускания. Отклонение от идеальности выполнения операции интегрирования при невыполнении условия Т, сс', Ти приводит к потерям энергии, которые, как показано в 16.!!, описываются в этом случае выражением 1/1 с! 75 1Л (Т,(2Ти) ! !Ег и1 (Т,/Ти) =- ' .
(6.7.5) Т 12Ти с'1Ю г Эта зависимость приведена на 4~~ рис. 6.7.3. Из нее видно, что уже ст О2Г ссэ Л~>фПТз при Т,~Ти (1 потери меньше 1044, а при Т,(Ти ( 0,1 становятся преРис. 6.7.3. небрежимо малы, Потери из-за неидеальностн сброса определяются в основном конечной величиной длительности времени сброса. При этом умень- шается время интегрирования и очевидно, что Дси, (ЬТс.„~т,) = ! — бтсв,~т„ (6.7.6) где ЛТмр — время сброса в интеграторе.
Соотйошение ЬТсвв~Т, определяется в первую очередь реальной величиной соотношения между сопротивлениями открытого и закрытого ключа. Для приведенных выше схем довольно просто удается получить ЛТ, Р1Т, = 0,05 — — 0,01. При этом потери составляют 1 — 5%. При необходимости отношение ХТ,вр1Т, может быть уменьшено последовательным включением развязайных параллельных или последовательных ключей и их комбинацией 16.3, 6.4). Существенное влияние на потери оказывают отклонения коэффициента передачи интегрирующего устройства от идеального значения н паразитная постоянная составляющая (см. выше), величины которых зависят от конкретной схемы и от параметров входящих в нее элементов.
Используя методику, изложенную в 2 6.5, аналогично тому, как это было сделано в 2 6.6, для примера схемы перемножителя можно получить количественные характеристики отклонений коэффициента передачи и величины паразитной постоянной составляющей в различных условиях. Ориентировочные значения для видеочастотного и радиочастотного интегрирующих устройств, схемы которых приведены соответственно на рис. 6.7.! и 6.7.2, сведены в табл. 6.7.1.
223 Табл и ца 67.1 аа ИЕ1 Параметр Схема 0,6 1,65 (-2,2 дБ) 0,08 1,05(-0,2 дБ) Грубая Точыая 3(-4 дБ) 1,35(-1,3 дБ) Квну Рис, 6.7.! 0,4 1,б ( 2 ДБ) Ю ( 10 дБ) Грубая Точядя 1,06( 1,25 дБ) 1,55 ( 2 дБ) 0,1 0,5 1,65 (-2,2 дБ) 0,07 1,03 (-0,15 дБ) 3 (-4 дБ) 1,25 (-1 дБ) Груб.
Точыая Криу Рис. 6.7,2 6.8. Суммирующие, вы читающие, квадрирующие, стробирующие устройства и устройства принятия решения 6.8.1. Квадрирующие устройства Квадратор должен выполнять операцшо ик, (7) == Кк (пах к (1))а, (6.8.1) ик,у (() =- Кк.у ~ и,х к.у (1) ). (6 8 2) Поскольку такое устройство имеет четную характеристику, то в схемах оптимальной обработки оно может приближенно выполнять функции квадратора.
Неточность операции возведения в квадрат приводит к потерям энергии. В!6.23) показано, что эти потери весьма незначительны. Приближенные расчеты Рис. 6.8.1. показывают, что они составляют 16 — 20 "а (0,6 — 0,8 дБ). Пример простой схемы квадрирующего устройства приведен на рис. 6.8.1. Функциональная зависимость между входным и выходным напряжением определяется режимом и характеристиками диодов Д1 и Д2 и транзисторов Т1 и Т2 и величинами входных напряжений. При соответствующем пх подборе эта зависимость является промежу- 229 Для точного выполнения этой операции могут быть использованы квадрирующие устройства, применяющиеся в аналоговой вычислительной технике (6.16), но в большинстве случаев они сложны и громоздки.
В схемах приема ШПС целесообразнее применять сравнительно простые устройства, у которых выходное напряжение в первом приближении пропорционально модулю входного, т. е. точной между квадратичной и модулем линейной, т. е. потери будут еще меньше, чем указанные выше.
Важными параметрами квадрирующих устройств являются коэффициент передачи и его отклонения и величина паразитной постоянной составляющей, которые определяются в основном характеристиками транзисторных каскадов. Так как в приведенной схеме транзисторы Т1 и Т2 включены по схеме эмиттерных повторителей, а каскад на ТЗ является фазоинверсным и имеет глубокую отрицательную обратную связь, то для данной схемы отклонениями коэффициента передачи и наличием дрейфа нуля в первом приближении можно пренебречь. 6.8.2.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
