Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами (1985) (1151877), страница 75
Текст из файла (страница 75)
2!.3. Обозначения те же, что н на рнс. 21.1. Полоса пропускання каждого фильтра примерно равна Р/У, а !у— число элементов в сигнале н число каналов в фильтре. Задержка, равная Т, в множителе ехр( — !вТ) в данном случае прннцнпнального значения не имеет, так как она всегда обеспечивается реальными полосовымя фильтрами.
Многоканальные согласованные фильтры можно применять для обработки не только частотных сигналов, у которых частотная 347 .структура выражена явно. Как известно, нз теории рядов Фурье, любой сигнал, удовлетворяющий некоторым общим условиям, обычно имеющим место в раднотехннке, можно приближенно предетавнть конечной суммой гармоник. Для радиочастотного сигнала следует суммировать только те Канал И-1 гармоники, которые проходят У через линейную часть прнемнн. ка (смеснтель, УПЧ). Согласованный фильтр прн таком Канал и представлении сигнала будет мно+ гоканальным, Прн построении многоканаль- ных согласованных фильтров Канал 0 большое значение имеет АЧХ поу лосовых фильтров, которая в свою очередь определяется спекРис.
21.3. Структуриаи схема много- тром элемента 5(в). Во многих канального согласованного фильтра случаях элементы являются про- стымн сигналами. Например, еслп элемент является прямоугольным радяонмпульсом, то в соответствнн с (21.6) спектр 5 (в) = (Тз[п — )/(в Т/2) ехр ( — 1 вТ/2). (21.9) 2 / Согласно (21.9) АЧХ полосового фильтра должна быть вида [з[п(вТ/2)/(вТ/2) ).
По этому поводу следует заметить, что такая АЧХ не реализуется с помощью цепей с постоянными параметрамн. Поэтому возникает вопрос о замене подобной АЧХ более просто реализуемой. Одним нз наиболее простых фильтров, удовлетворяющнх этому условию, можно считать фильтр с несколькими однночными контурами с одной н той же резонансной частотой прн слабой связи между ними. Частотная характеристика такого фнльтра приближается к гауссовой. В этом случае необходимо решить, как следует выбирать полосу такого фильтра.
ВФН элементов [/о(/) /хо[к, (л — гп)Лв] будут перекрываться прн спектре элемента в виде (21.9). Этн ВФН зависят от модуля разности номеров [п— — и), Можно показать, что если Ьв=2я/Т, то Р ( ) И ! М [ ( 1[1 [ 1/Т) ! (2110) Из формулы (21.10) следует, что с ростом [л — т[ ВФН элементов уменьшается обратно пропорционально этой разности. Начяная с [л — гп[=»3 влияние ВФН (21.10) на АКФ частотного сигнала становится малым н практически нх можно не учитывать. Если элемент является гауссовым раднонмпульсом, т. е. (/г(/)=г"о Техр( — яг,о/а), (21.11) то его спектр 5г (в) — Т ехр ( — п(~ /[[У )) (21.12) где йтз=2лРа характеризует ширину спектра элемента (и полосу пропускания полосового фильтра) на уровне ехр( — л/4) =0,46.
В этом случае ВФН элементов Ь~ (т, (л — т) Лв]=ехр 1 — — "!Р,' + '" "' 1) . (21.1З) Как и в случае прямоугольного элемента, вес функций )са с ростом (л — т! падает, причем при больших (и — т! более резко, что определяется вторым слагаемым в экспоненте формулы (21.13). Изменение )са зависит от величины Ре Ее приближенный выбор может быть сделан следующим образом. Чтобы АКФ сигнала с гауссовой срезающей функцией не отличалась намного от АКФ сигнала с прямоугольной срезающей функцией, надо обеспечить, вопервых, примерно равное изменение /4 от (л — т! в обоих случаях и, во-вторых, приблизительно одинаковую форму )сз(т) для одних и тех же л — т. Строгое определение оптимального значения Рз достаточно сложно.
Однако оказывается, что оба условия имеют место с точностью, достаточной для практических целей, если Ра ж (1,2 — 1,5) Л/=(1,2 — 1,5)/Т. (21.14) Если Ра в формулах (21.11), (21.12) выбирается в соответствии с (21.14), то АКФ сигнала с гауссовой срезающей функцией будет мало отличаться от исходной, причем уровень боковых лепестков может стать даже меньше. Что касается сигнала, то он будет иметь уже не прямоугольную форму, а гауссову. Прн этом равномерность огибающей сигнала будет несколько хуже, чем в случае прямоугольной формы.
21.4. Соглаеовавиые фильтры е мвогоотводиыми ливиамк задержки при временном методе обработки фазомавипулвроваввых еигвалов Комплексная огибающая ФМ сигнала определяется соотношением Щ У(1) = ч~; а„Уа(1 — лт,), (21.15) л 0 где то= Т/й/ — длительность одиночного импульса, а„= (а„( ехр (1 0„), У (Г) = У, при 0 < 1 < т, (21. 16) я равна нулю при других значениях времени й Обычно 6„=0 или и. Сигналы с такими значениями фаз называются бинарными ФМ сигналами или просто ФМ сигналами.
Если 0„=(2л/р)а(л), где р)2, а(п) — кодовая последовательность из чисел О, р — 1, то такие сигналы называются многофазными (МФ). Спектр комплексной огибающей ФМ сигнала (21.15) имеет вип: л — 1 6(ы) =8(в) ч~~ а„ехр( — (пол ). (21,17) а=а 349 Коэффициент передачи согласованного фильтра в соответствии с (2.1'2) ° аг — ! А (го) =йаЯ(го) 2 (а„(ехр ( — 10„) ехр( — 1го (Т вЂ” пт )). (21.18) в=а Структурная схема соответствующего согласованного фильтра приведена на рис.
21.4. Обозначения те же, что и на рис. 21.1. В данном случае имеется только один полосовой фильтр с частотной характеристикой Б(го), который может быть расположен как на входе согласованного фильтра (как это показано на рис. 21.4), так н на его выходе. Число отводов МЛЗ, включая начало, равно Ф, общая задержка равна (Л1 — 1)те=Т вЂ” те Полоса пропускания МЛЗ должна быть равна ширине спектра сигна+ ла г. Центральная частота МЛЗ должна совпадать с несущей частотой сигнала на входе фильтра. Усилители и фазовращатели должны обеспечивать необходимое усиление и сдвиг фаз в полосе частот, равной Рис.
21.4. Структурная схема со ширине спектра сигнала г, и не вногласоваиного фильтРа для ФМ сить заметных амплитудно-частот- сигнала ных и фазо-частотных искажений. Фазоманипулированные сигналы можно обрабатывать и с помощью вндеочастотных линий задержки. Для этого необходимо перенести спектр ФМ сигнала в область видеочастот. При когерентной обработке сигнала на нулевой несущей частоте радиочастотный фильтр заменяется видеочастотным согласно структурной схеме рис.
21.5,а, а при некогерентной обработке — согласно структурной х се сге егес Ж п) Рис. 21.5. Схемы обработки ФМ сигналов на вилеочастоте схеме рис. 21.5,6 112]. Эти структурные схемы содержат умножители, генераторы гармонических колебаний с частотой, равной частоте сигнала, согласованные фильтры (СФ), квадраторы (Кв) и сумматор. Генераторы опорных сигналов при когерентном приеме создают гармоническое колебание соз ао1, где гоо — несущая частота сигнала на входе радиочастотного фильтра; при некогерент- 350 ном — два квадратурных гармонических колебания сов соо1 и з(п аой Согласованные фильтры выполняются по структурной схеме рис.
21.4. Они являются в данном случае видеочастотными. 21.5. Комбинированные методы обработки Согласованные фильтры на многоотводных линиях задержки (СФМ) н многоканальные фильтры (МКФ) хорошо сочетаются друг с другом и позволяют обрабатывать ШПС с большими базами при больших длительностях и спектрах большой ширины. Объединение СФМ и МКФ и является комбинированным методом обработки ШПС.
Этот метод позволяет сочетать широкую полосучастот, присущую частотному методу (МКФ), относительно большую длительность, присущую временному методу (СФМ), и простоту изготовления, настройки и эксплуатации обоих методов. При построении комбинированных схем обработки, соответствующих таким методам, главную роль играет соотношение полос пропускания 'МКФ и СФМ. Когда полосы равны, существенного увеличения базы получить нельзя, но из-за уменьшения числа отводов у МЛЗ ~базу все-таки можно увеличить. Такой случай назовем случаем равнополосных фильтров.
Большой интерес представляет случай, когда полоса МКФ много больше полосы СФМ, т. е. случай разнополосных фильтров. Отметим, что будем рассматривать прием квазидетермннированного сигнала (со случайной начальной фазой). В настоящее время известно большое число комбинированных схем. Остановимся на двух из них. Структурная схема оптимального приемника с равнополосными фильтрами приведена на рис. 21.6. С выхода МКФ напряжение поступает на два квадратурных канала, состоящих из перемножнтеля, СФМ и квадратора (Кв). Напряжения с квадраторов поступают на сумматор. Представленная схема является накопителем для Рис.
21.6. Комбииирооаииый фильтр с МКФ и СФМ квазидетерминированного сигнала 112). Принцип работы такой схемы известен (см. рис. 21.5), поэтому останавливаться на нем не будем. База обрабатываемого сигнала равна произведению базы частотного сигнала, обрабатываемого МКФ, на базу дискретного сигнала, обрабатываемого СФМ. В целом сигнал является дискретным составным сигналом. На рис. 21.7 представлена структурная схема квазиоптимального приемника с разнопоиосными фильтрами. Пустьгмкф, гсфи— 351 полосы пропускания МКФ и СФМ. Если число каналов равно М, то ~мкФ рсФм М' (21. 19) Каждый канал приемника рис. 21.7 совпадает с приемником рис.
21.6, начиная от МКФ. Вся полоса частот, занимаемая сигналом, Рнс. 21.7, Многоканальный комбинированный фильтр делится на У полос, каждой соответствует свой канальный поло- совой фильтр. Частоты гоп ...,г», ..., гоаг удовлетворяют равенству гов = га, + (и — 1) А ы, Ь го = 2и Р/М. (21.20) Напряжения с такими частотами формируются генератором сетки частот, который на схеме не показан. Хотя общая база сигнала равна УВсФм, сжатие сигнала определяется только базой МЛЗ (т.
е. величиной Всем ), так как в кажДом канале выДелЯетсЯ огибающая и устраняется фазовая структура. Рассмотренные в данном параграфе методы нашли широкое применение на практике. На их основе найдено большое число различных конкретных схем обработки ШПС. 21.6. Мнегоетведные линии задержки Основные характеристики. От того, с каким качеством выполнена МЛЗ, от ее полосы пропускания н времени задержки практически полностью зависит реализация согласованного фильтра в целом, поскольку все остальные элементы фильтра 'не являются столь трудоемкими и сложными. Идеальная линия задержки имеет плоскую АЧХ (й(го) ~ =1 в бесконечной полосе частот и линейную ФЧХ ф(го) = — а1„которые изображены на рис.
21,8,а и б соответственно сплошными линиями. Производная ФЧХ <( ф(ги)гг(га = 1а 352 и определяет время задержки 1,. Сигнал, спектр которого изображен на рис. 21.8,а штрих-пунктиром, пройдет без искажений и задержится на время 1,. У реальных линий и АЧХ, и ФЧХ отличаются от идеальных. Реальные АЧХ и ФЧХ (пример реализации) изображены на рис. 21.8 штриховой линией.
Если спектр сигнала проходит через неискаженную часть АЧХ и ФЧХ, то он и не получает искажения, Если же искажения АЧХ и ФЧХ имеют место на тех же частотах, то, естественно, сигнал искажается. Рис. 21тк Маогоотводная электрическая линия задержки Рис. 21.8. АЧХ и ФЧХ линии задержки МЛЗ очень часто создаются из одинаковых звеньев, соединенных последовательно. Коэффициент передачи МЛЗ, состоящей из и звеньев, записывается следующим образом: ймлз (го) = йо (го) = 1йо (оз)! ехр (1 н гр~ (со)). (21.22) Из (21.22) следует, что АЧХ звеньев перемножаются, а ФЧХ— складываются. На тех частотах, где АЧХ (йо(гл) ) (1, возведение в степень и приводит к резкому уменьшению полосы пропускания МЛЗ.
В тех случаях, когда ФЧХ отдельного звена имеет нелинейную составляющую е(го), например, гро(со) = — ото)а+е(го), то ФЧХ МЛЗ будет содержать нелинейную составляющую не(оз), что приведет к сильным искажениям АКФ ШПС. Первые МЛЗ выполняли на электрических линиях задержки с сосредоточенными параметрами, но такие линии имели небольшую полосу пропускания и малые длительности ШПС. Электромагнитные линии задержки (отрезки высокочастотного кабеля) обеспечивали широкую полосу частот, но малую длительность ШПС.
Затем были разработаны ультразвуковые магнитострикционные линии задержки. Их полоса была небольшой, но они позволяли получать большие длительности ШПС. Самое большее распространение получили МЛЗ, использующие поверхностные акустические волны (ПАВ). Онн позволяют получать широкие полосы, но длительности ШПС пока что небольшие. Рассмотрим подробнее эти типы линий задержки. Многоотводные электрические линии задержки. Схема МЭЛЗ приведена на рис. 21.9. Она представляет собою набор звеньев, 12 — 1! 1 353 йг состоящих из индуктивностей /., и конденсаторов С.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
