Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами (1985) (1151877), страница 79
Текст из файла (страница 79)
На верхней части кремниевой полупроводниковой подложки (и-тяпа) расположен слой окисла, на котором укреплены металлические пластины (1, 2 ...т). К ,последним подводятся управляющие напряжения, обеспечивающие перенос. заряда от одного МОП-конденсатора к другому. Ввод н вывод обеспечиваются специальными электродами на краях ПЗС (области рз). -1/ 1 -и 1 -и 7 — ~+'г--ч"г — -~е'г — —— ь,! ь ) а)ь..1 - ггг - ~$г Рис. 22.6. Структура прибора с за- рядовой связью т Г 1 ~+с '~ +~ —-- а ~..г г) 3 -гг -иг -гг г Рис.
22.7. Процесс переноса заряда в трекфазном ПЗС 1++Г т"+Г 1 г ь~ ~зв) и Процесс переноса заряда в ПЗС представлен на рнс. 22.7. Необходимо отметить, что процесс переноса заряда может производиться в несколько тактов. Это приводит к тому, что в ПЗС МОП-конденсаторы, работающие синхронно (в одном такте), присоединены к одной шине (фазе).
Рнс. 22.7 иллюстрирует процесс переноса заряда в трехфазном ПЗС. Электроды объединены в группы. Слева от шян указано напряжение, действующее на шинах. В начальный такт (рнс. 22.7,а),на электродах 1, 4, 7 ... действует отрицательное (относнтельно подложки) напряжение — Уь а на остальных электРодах — У„пРнчем Уз)1. Под алек'грела" мн 1, 4, 7... присутствуют заряды (нзображены знаками + +)- 367 Во втором такте (рис. 22.7,б) к электродам 2, 5, 8 ... прикладывается напряжение — (7я((7я)(7я).
Под действием — (7п заряды перемещаются в области электродов 2, 5, 8... На третьем такте (рис. 22.7,в) на электроды 2, 5, 8 ... подается напряжение — (7я и под этими электродами начинается этап хранения заряда. Следовательно, тактированное изменение управляющих напряжений позволяет перемепб=бхч щать заряды вдоль ПЗС. бу Юд Минимальная тактовая частота ПЗС со- бг ставляет десятки герц, а максимальная такйб ад товая частота трехфазных ПЗС вЂ” порядка 10 МГц. Естественно, с улучшением техно- ЮФ логнн диапазон изменения тактовых частот бд будет расширен. Минимальная тактовая чайг стога в значительной степени определяется изменением температуры окружающей б среды. йг бг бм Жгхгг В настоящее время существует много Рис. 228.
Амплитудно- модификаций ПЗС. Особое внимание заслучастотная яарактеристн- живают ПЗС с углубленным каналом перека ПЗС носа. В ннх заряды перемещаются внутри канала с некоторым объемом. Замена поверхностного переноса заряда объемным позволяет существенно увеличить максимальные тактовые частоты до значений 100 МГц.
Процесс переноса заряда сопровождается потерями е, которые определяются следующим образом е = (Яя — Яя+1Щ„ (22.5) где Яя — заряд бго МОП-конденсатора на в-м такте, Яяч.1 — заряд 1+1-го МОП-конденсатора на (А+1)-м такте. Величина з характеризует потери при переносе заряда в следующий конденсатор. Потери е в общем виде приводят к зависимости АЧХ ПЗС от частоты. Нормированная АЧХ ПЗС описывается следующим выражением [125, 134, 1491: апас (~) = ехр ( — п е [ 1 — соз (2п ~(~Д, (22.6). где ); — тактовая частота, 7 — текущее значение частоты сигнала, п=пчУ вЂ” число МОП-конденсаторов, т — число тактов (фаз), У вЂ” число разрядов. На рнс. 22.8 изображена нормированная АЧХ ПЗС. Чем больше произведение пе, тем больше результирующие потери и тем меньше полоса пропускания ПЗС, которая определяется следующим соотношением: Р=0,57',ехр( — пе) 7 (2ле), (22.7) где 7п — модифицированная функция Бесселя нулевого порядка.
При пе)1 ширина полосы пропускания г=),/4(пле) "я. Для современных ПЗС е=10 Я ... 10 '. Если положить пе=0,1, то при е= =10 ч число разрядов У=330. Следовательно, даже малые потери приводят к тому, что число разрядов дискретно-аналоговой ли- 368 нии задержки (ДАЛЗ) на ПЗС ограничено. Сужение полосы пропускания ПЗС аналогично сужению полосы пропуокания МЭЛЗ, но ПЗС позволяет обрабатывать ШПС с большими базами. В настоящее время известно большое число различных модификаций ДАСФ на ПЗС, но в целом схема, приведенная на рис.
22.5, остается базовой. Пока что максимальная база ФМ ШПС обрабатываемого ДАСФ на ПЗС достигает значения У= =512 при тактовой частоте 10 МГц, потерях а=1,6 10-~ и мощности потребления 2,1 Вт 1151]. 22.4. Программируемые еоглаеоваииые фильтры Развитие цифровой техники, приборов на ПАВ и ПЗС привело к интенсивной разработке программируемых согласованных фильтров (ПСФ), предназначенных для обработки ШПС с большими базами в условиях быстрой смены сигналов 1114, 125, 130, 132 — 135, 149, 151 — 154]. Принцип действия ПСФ заключается в том, что каждый отсчет входного сигнала в соответствии с корреляционным интегралом умножается на опорный сигнал, хранящийся в опорном регистре.
В свою очередь опорный сигнал может быть быстро сменен в опорном регистре путем стирания прежнего и записи нового сигнала по команде. В оптимальном приемнике ПСФ может быть включен вместо ДСФ (рис. 22.2) или вместо ДАСФ (рис. 22.5). На рис, 22.9 изо- бражен ПСФ. Основными устройствами ПСФ являются два регистра — две дискретные линии задержки. Сдвиговая (или сигнальная) линия задержки (СДЛЗ) служит для создания сдвинутых на такт копий входного сигнала, которые поступают на перемножители.
На вторые входы перемножителей поступают постоянные напряжения, равные отсчетным значениям опорного сигнала, от опорной дискретной линии задержки (ОДЛЗ). Напряжения на выходах ОДЛЗ постоянны 'и изменяются лишь при смене опорного колебания. Последовательность напряжений на выходах ОДЛЗ устанавливается в соответствии с кодовой последователь- 369 постыл ФМ ШПС по команде, которая обеспечивает передачу требуемой кодовой последовательности от постоянного запоминающего устройства (ПЗУ), в котором хранятся все ШПС, используемые в системе связи. По сути дела ОДЛЗ является оперативным запоминающим устройством (ОЗУ).
Умножение копий входного сигнала, изменяющихся во времени, на постоянные значения опорного сигнала, эквивалентно умножению входного сигнала на импульсную характеристику согласованного фильтра. Сумматор производит операцию суммирования, что эквивалентно интегрированию в корреляционном интеграле.
Для работы ПСФ в области вндеочастот необходимо перенести спектр с помощью преобразователя частоты (перемножнтель на входе), отфильтровать его и затем произвести дискретизацию и квантование входного сигнала (1 РУ)так же, как это осуществляется в ДСФ (рнс. 22.2). Перенос сигналов на видеочастоту необходим в том случае, когда СДЛЗ и ОДЛЗ выполняются на элементах цифровой техники или на ПЗС.
Если ДЛЗ выполняется на ПАВ, то перенос сигнала необходимо осуществлять в область рабочих частот ПАВ. Параметры ПСФ полностью определяются параметрами ДЛЗ. Параметры ДЛЗ на ПАВ и ПЗС были рассмотрены ранее, а ДЛЗ на элементах цифровой техники будут рассматриваться в следующем параграфе. 22.5. Цифровые соглаеоваииые фильтры Дискретный согласованный фильтр (ДСФ) обеспечивает прием информации с относительно малыми потерями информации — порядка 2 ... 4 дБ.
Квантование входного сигнала в ДСФ производится на два уровня, что обеспечивает простоту ДСФ и надежнооть его работы. Вместе с тем, у конструкторов ШСС всегда существует требование — уменьшить потери. Для уменьшения потерь необходимо увеличивать число уровней квантования. В этом случае каждый отсчет входного сигнала представляется в цифровом виде — в виде кодовой последовательности. При этом дискретный согласованный фильтр превращается в цифровой согласованный фильтр (ЦСФ) 112, 119, 126, 128, 135, 155, 156]. Допустим, что входной сигнал квантуется на п уровней, причем я=2'". При этом число разрядов в кодовой последовательности равно гл.
Если ФМ ШПС состоит из У импульсов, то общая память ЦСФ равна гптт'. На рис. 22,10 приведена упрощенная схема ЦСФ. Входной сигнал после переноса в область видеочастот поступает на вход дискретизатора (Д), который превращает непре- Рнс. 22.!О. 11нфровой согласованный фильтр 370 Таблица 2221, Основные характеристики БИС Число компонентов в веп- тмле типовое паприже. нне питании, П Произведение можиостьх Хзадержка, пдж Плотность упаковк», вентиль/ммз тнповае задержка. нс тип Бие 12 10...20 30...50 +5,0 6...30 (10) 12 20...40 2 ..20 +5,0 ТТЛ вЂ” Шотткн 0,7...2 (2) — 5,2 !5...20 15...80 ЭСЛ 0.2...2 3..4 75...150 (20) +1,0 ИзЛ 50... 500 2 30...200 МОП-р 2 2...20 0...22 100...200 МОП-и К/МОП на монолит- ной подложке 4 40...90 2...40 10..
35 (20) +10 К/МОП на сапфиро- вой подложке 2 ..20 100...200 0,5...30 +10 К/МОП на сапфире (1985 — 1990 гг.) 3 .4 200...500 0,1...0,2 0,2...0,4 (0,3) БИС на арсениде галлия (1985 — 1990 гг.) 0,05...0,1 (0,07) 0,0!...О,! 300...1000 +1,2 37! рывный сигнал в дискретный, т. е. на выходе дискретизатора су!цествует последовательность отсчетов, следующих с интервалом отсчета. Аналого-цифровой преобразователь (АЦП) преобразует каждый аналоговый отсчет в кодовую последовательность (КП) из т символов и направляет символы поразрядно в соответствующие ДСФ.
Число ДСФ равно числу разрядов пт. ДСФе ... ДСФ, оптимально обрабатывают последовательность разрядов и передают их в цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), который из последовательности оптимально обработанных разрядов преобразует дискретный сигнал в аналоговый. Если число уровней квантования велико, то сигнал на выходе ЦАП должен иметь форму АКФ на выходе линейного согласованного фильтра. Известно несколько модификаций ЦСФ, но основным отличием ЦСФ от ДСФ является наличие пт ДЛЗ с общей памятью птЛ/. Наличие АЦП и ЦАП также отличает ЦСФ от ДСФ, но при больших базах ШПС, т. е. при А/)) 1, основным является наличие т ДЛЗ. С ростом базы ШПС л1 и увеличением числа разрядов т приходится учитывать как конечное быстродействие ЦСФ, так и потребляемую им мощность.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
