Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами (1985) (1151877), страница 74
Текст из файла (страница 74)
Обычно многокаскадные УПЧ вносят частотные искажения нз-за неравномерности амплитудно-частотной характеристики и нелинейности фазовой характеристики. В табл. 20.2 приведены данные [136] об увеличении боковых пиков при прохождении сигнала через шестикаскадные УПЧ. 21. ЛИНЕЙНЫЕ СОГЛАСОВАННЫЕ ФИЛЬТРЫ 21.1. Методы линейной обработки ПШС Линейные согласованные фильтры (ЛСФ) являются пассивными фильтрами, их параметры не изменяются во времени. Структура пассивных фильтров определяется элементами сигнала (импульсной характеристикой фильтра). Пассивные методы обработки можно разделить на три основные вида: частотный, временной, частотно-временной.
При частотном методе произвольный сигнал представляется в виде последовательности частотных элементов (элементарных функций, смещенных по частоте). В общем случае вид этих элементов и их расположение по частоте определяются преобразованием Фурье исходного сигнала. В частном случае формирования сигнала из частотных элементов он является частотным. Согласованные фильтры, построенные в соответствии с частотным методом, являются многоканальными фильтрами (МКФ), каждый канал которых выделяет соответствующую полосу частот сигнала и производит необходимую оптимальную обработку этой части сигнала.
При временнбм методе сигнал представляется в виде последовательности элементов во времени, например, в виде прямоугольных импульсов нли в виде функций отсчета. Последние соответствуют разложению сигнала в ряд Котельникова. Поэтому согласованный фильтр, соответствующий временнбму представлению сигнала, строится на основе многоотводной линии задержки (МЛЗ). Частотно-временнбй метод обработки сложных сигналов основан на представлении сигналов в виде элементов, разнесенных как во времени, так и по частоте. Он объединяет, как это следует из названия, частотный и временнбй методы.
Согласованный фильтр содержит ряд частотных каналов и многоотводную линию задержки (или набор линий). Частотный метод целесообразно применять для обработки частотных сигналов, временнбй — для обработки ФМ сигналов, частотно-временной — для обработки дискретных частотных сигналов. 21.2. 'Частотно-временной метод обработки дискретных частотных сигналов ДЧ сигналы были подробно рассмотрены в гл. 4. Комплексная огибающая ДЧ сигнала определяется соотношением 151 М вЂ” ! У(1) = ~ а У,(1 — т Т,) ехр [[а Ав(1 — и Т)[, (21.1) где а~ — комплексная амплитуда элементарного сигнала или одиночного импульса, 00(1) — огибающая или форма элементарного сигнала, Т0 — длительность элементарного сигнала, Ав=2пГ0, а Ра †шири спектра элементарного сигнала; а — частотная кодо- 344 где ге Я (в) = ~ У, (1) ехр ( — 1 в 1) б( (21.3) — спектр элементарного сигнала.
Коэффициент передачи согласованного фильтра определяется соотношением (2.12) м — 1 й(в)=й, ~ч', [а ~ехр( — 1О )Я(в — а Ав) х т=О х ехр [ — [в(Т вЂ” тТ,)). (21.4) Как следует из (21.4), согласованный фильтр должен состоять из М каналов, выходы которых суммируются. Каждый канал— прототип каждого элемента сигнала.
Имеются некоторые различия, которые определяются формулой (2.12). Во-первых, комплексная амплитуда каждого канала (21.4) комплексно сопряжена по сравнению с комплексной амплитудой а элемента в сигнале. По этой причине канал должен содержать усилитель с коэффициентом усиления [а [ и фазовращатель, который создает сдвиг фаз, равный — 0 или 2к — 0 . Во-вторых, АЧХ каждого канала определяется комплексно-сопряженным спектром элементарного сигнала 5(в), смещенного по частоте на ту же величину а Лв, что н соответствующий элемент сигнала. Обычно элементарные сигналы имеют симметричную форму.
В этом случае 5(в) =5(в) и АЧХ каждого канала согласованного фильтра будет совпадать со спектром элементарного сигнала. В-третьих, если задержка каждого элемента в ДЧ сигнале составляет тТв то в согласованном фильтре задержка соответствующего элемента согласно (21.4) равна Т вЂ” тТо. Следовательно, первые элементы сигнала задерживаются в согласованном фильтре больше, чем последние, что полностью соответствует общим свойствам согласованных фильтров.
345 вая последовательность. В общем случае амплитуда а [а [ехр(10 ), где [а [ — амплитуда, а 0 — начальная фаза т-го элементарного сигнала. В простейшем случае а =1, 0 =О. Огибающая элементарного сигнала Уо(1), отлична от нуля при О =2(То. В простейшем случае Уэ(1) =Уо при О:~1(Тв Длительность ДЧ сигнала Т=МТв Ширина спектра элементарного сигнала Рч равна также частотной расстройке между соседними каналами. Ширина спектра ДЧ сигнала Р=МРе, а Ра 1)То.
Поэтому база ДЧ сигнала В=РТ=М'. Частотная кодовая последовательность (ЧКП) а представляет собой последовательность чисел от О до М вЂ” 1, устанавливаемых в соответствии с алгоритмом формирования ДЧ сигнала. Спектр ДЧ сигнала имеет вид м — 1 6(в)= ~ а '5(в — а Лв)ехр( — 1твТ,), (21.2) пи=О На рис. 21.1 представлена структурная схема линейного согласованного фильтра, предназначенного для обработки ДЧ сигнала первого порядка. Сигнал с выхода предыдущих каскадов приемника (с усилители промежуточной частоты) поступает на МЛЗ.
Число отводов линии, включая начало, равно числу элементов М. Общая задержка в линии (М вЂ” 1) То=Т вЂ” То. Если ширина спектра сигнала г", то полоса пропускания МЛЗ должна быть не меньше г'. Напряжение с каждого отвода поступает в канал, который состоит из полосового фильтра с АЧХ 15(ао — а Аао) ( и с частотным смещением а Ьао, усилителя с коэффициентом усиления ) а ( и фазовращателя ар, обеспечивающего сдвиг фаз — й нли 2п — О . Число каналов равно М. Выходы всех каналов поступают в сумматор. Структурная схема рис. 21.1 полностью соответствует коэффициенту передачи (21.4).
Эквивалентная память МЛЗ равна Вмлз — — (Т вЂ” То)г В(1— — 1/М). Если учесть, что в схеме рис. 21.1 имеется М полосовых фильтров, эквивалентная память которых равна 1, то общая память согласованного фильтра Всф =В. При М»1 В млз =В. При этом следует учесть, что МЛЗ должна быть радиочастотной, т. е. на некоторой промежуточной частоте 1о без больших искажений пропускать спектр ШПС шириной Е. Именно поэтому ~МЛЗ в линейных согласованных фильтрах являются и наиболее ответственным, н наиболее труднонсполнимым устройством. И чем больше база ШПС, тем сложнее выполнить МЛЗ.
Более подробно МЛЗ для ЛСФ будут рассмотрены в дальнейшем. лгад Вгад Рис. 2!.1. Структурная схема со- Рис. 21.2. Структурная схема согласогласованного фильтра для ДЧ снг- ванного фильтра для ДСЧ вЂ” ФМ сиг- нала нала Согласованный фильтр для обработки ДСЧ вЂ” ФМ сигнала (рнс. 21.2) во многом совпадает с фильтром для ДЧ сигнала (рнс. 21.1).
Отличие заключается в том, что в каждом канале должен стоять элементный согласованный фильтр СФ, т=О,М вЂ” 1, который предназначен для обработки элементного ФМ сигнала с базой Ва=А1а, а Уа — число импульсов в элементном ФМ сигнале. База 346 ДСЧ вЂ” ФМ сигнала В=УзМз. Такой же будет н эквивалентная памЯть согласованного фильтРа Все =!У0Мз. Канальные линии задержкн имеют полосы пропускання, равные полосам пропускання Рз полосовых фильтров. Поскольку структура ДСЧ вЂ” ФМ сигнала является достаточно сложной, то дополнительная фазовая маннпуляцня амплитуд а не применяется, т. е. 0 =О. Поэтому на рнс.
21.2 фазовращателей нет. 21.3. Многоианальиые согласованные фильтры нри частотном методе обработнн вхиогочаетотиык сигналов Комплексная огибающая многочастотного (МЧ) сигнала определяется соотношением !51 и†! (7 (!) = У, (1) ч~' „а„ехр (1 л Ьв 1), (21.5) л=О где Уз(1) — огибающая элементного сигнала, а„= !а„(ехр(!О )— комплексная амплитуда, (а ( — ее модуль, а Π— фаза; Лв=2пРо„ а Рз — ширина спектра элементного сигнала. Обычно ()о (!) (То нрн 0 ~~(~~Т (21.6) н нулю пря других значениях времени й Произведение ОТ=1 Сумма в (21.5) является суммой гармоник, маннпулнрованных по амплитуде множителем (а„( н по фазе множителем ехр(!О„).
В, большинстве случаев (а„(=1. МЧ сигналы дуальны по отношенню к ФМ сигналам. Прн этом все известные способы кодирования ФМ сигналов переносятся на МЧ сигналы с той разницей, что в ФМ сигналах импульсы манкпулнруются по времени, а в МЧ снгналах — маннпулнруются частотные гармоники 151. Спектр многочастотного сигнала М вЂ” 1 6 (в) = ч~ а„В (в — а йо). (21.7) л=О Коэффнцнент передачи согласованного фильтра в соответствии с (2.12) !Ч вЂ” ! А (в)' = й0 ~ ! а„! ехр ( — 10„) ! Я (в — и Лв) ехр ( — ! в Т). (21.8» Структурная схема многоканального согласованного фильтра приведена на рнс.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
