Маковеева М.М., Шинаков Ю.С. Системы связи с подвижными объектами (2002) (1151874), страница 20
Текст из файла (страница 20)
Следует также отметить, что находят применение многопозиционные методы модуляции, в которых отдельные значения мгновенной фазы представляют группы информационных битов, что позволяет снизить скорость передачи канальных символов. Вместо разбиения интервала возможных значений мгновенной фазы несущего колебания на небольшие интервалы и переходов между ними скачками можно переходить от одного значения фазы к другому плавно по какому-либо закону.
Если это сделать таким образом, чтобы сигнальная точка оставалась на окружности радиусом единица, то можно получить радиосигнал с постоянным значением амплитуды. Многие современные системы связи с подвижными объектами используют методы модуляции, которые обеспечивают формирование радиосигнала с постоянным значением амплитуды несущего колебания при меняющихся значениях модулирующего сигнала. Известно несколько таких методов модуляции, которые обеспечивают системам связи ряд следующих положительных свойств.
° возможность использования усилителей мощности класса С без риска расширения полосы занимаемых частот в радиоканале; 105 известно, что усилители этого класса являются наиболее экономичными с точки зрения потребляемой энергии при прочих равных характеристиках; ° низкий уровень внепопосных излучений, достигающий значе. ний от -60 до — 70 дб, что позволяет уменьшить защитный частотный интервал между соседними частотными каналами; ° возможность использования простых устройств демодуляции, содержащих устройства ограничения уровня принимаемого сигнала, что упрощает проектирование приемных устройств и обеспечивает устойчивый прием в условиях значительных замираний принимаемого сигнала.
Для методов модуляции с постоянным уровнем несущего колебания, при вс х их достоинствах, все же необходима большая полоса частот в радиоканале по сравнению с линейными методами модуляции. Поэтому эти методы следует использовать в тех случаях, когда энергетическая эффективность системы связи более важна, чем спектральная. Напомним, что мгновенная частота любого узкополосного колебания з(Е) = А(Е) соз(2кгэг+ р(Е)) может быть определена как производная по времени полной мгно- венной фазы: — [2ктаг + р(Е)) = 2кго + — в(Е) = е(Е) = мо + й(Е).
сг г) гЕЕ ЕЕЕ Поэтому фазовую модуляцию с непрерывным гладким изменением фазы можно рассматривать как частотную модуляцию. В этом случае частота несущего колебания является параметром, значение которого должно изменяться в зависимости от значения модулирующего сигнала. Двоичная частотная манипуляция. При двоичной частотной манипуляции частота несущего колебания с постоянной амплитудой может иметь два возможных значения и изменяется скачками в соответствии со значениями модулирующего сигнала.
В зависимости от того, каким образом изменения частоты вводятся в передаваемое высокочастотное колебание, получающийся частотно- модулированный сигнал (ЧМ сигнал) будет иметь либо разрывную, либо непрерывно изменяющуюся мгновенную фазу между двумя соседними битами. В общем случае ЧМ сигнал можно представить следующим образом: з(Г) = Асов[(2ктр+ 2кЛГ))Г, 0 < 1 «Г (при передаче 1), з(!) = Асов[(2кгр -2и~г)г), 0 < г «т„(при передаче О), где 2ппГ определяет смещение частоты от ее номинального значе- ния.
Очевидный способ формирования ЧМ сигнала состоит в том, чтобы коммутировать выходные сигналы двух независимых гене- раторов двух гармонических колебаний в соответствии со значе- ниями модулирующего сигнала. В этом спучае формируемый ра- диосигнал будет иметь разрывную фазу в момент переключения; такие сигналы обычно называют ЧМ сигналами с разрывной фазой, которые можно представить следующими выражениями; з(Г) = Асов(2лГ,Г + В,), О < Г < Т 1(~ри передаче 1), (3,13а) з(г) = Ясов(2лг„(+ ет), 0 «г в Г ~при передаче 0). (3.13б) э[0 о(г)) = А соз[2к1~( г в())) = А сов[2 кг 1+ lгг ')о(т)ггг) . (3. 14) Важно отметить, что при разрывном модупирующем сигнапе и(() отклонение фазы 4() от фазы несущего колебания пропорционально интегралу от и(() и, спедоватепьно, явпяется непрерывной функцией.
На рис. 3.15 представлена функциональная схема устройства формирования ЧМ сигнала при двоичном модупирующем сигнале. Основным элементом этого модулятора явпяется генератор гармонического несущего колебания, частота которого может управпяться напряжением модупирующего сигнапа (ГУН вЂ” генератор, управпяемый напряжением). 107 Разрывность фазы здесь является нежелательным свойством радиосигнала, приводящим к расширению спектра в радиоканале.
Поэтому такой способ модуляции не используется в современных системах связи с подвижными обьектами. Более общий метод формирования ЧМ сигнала закпючается в том, что используется один генератор несущего колебания, мгновенная частота которого изменяется в соответствии с изменениями модупирующего сигнала. Этот способ модуляции аналогичен методу формирования ЧМ сигнала при аналоговом модулирующем сигнале, однако в этом случае модупирующий сигнал является цифровым и принимает всего два возможных значения.
Дпя такого радиосигнала можно записать — мЯ Усилитель Рис. 3.15. Функциональная схема устройства формирования ЧМ сигнала с непрерывной фазой Поток информационных битов сначала преобразуется в моду- пирующий сигнал и[[) — последовательность прямоугольных импульсов положительной и отрицательной полярности, амплитуды которых выбираются такими, чтобы обеспечить требуемое значение индекса частотной модуляции гв ги г1 =— Ес [3.15) з[с и[[)[ = А соз[2хтсГ+ 2х)гг ~и[т) сгг[ = А соз[2ктсГ+ 2к)гг511[, О < Г в тк, о 108 где г=,в1[Т, обычно называют частотой манипуляции.
Начальная фаза несущего колебания в каждом канальном символе в данном случае не определена; поэтому данный модулятор формирует не когерентный ЧМ сигнал. Попосовой фильтр ослабляет возможные внеполосные гармонические колебания, которые могут появиться из-за нелинейности динамической характеристики усилителя. На рис. 3.16 тонкими линиями изображена фазоеая решетка ЧМ сигнала с непрерывной фазой. Жирной ломаной линией здесь представлена возможная фазовая гпраектория — отклонения мгновенной фазы сигнала от текущей фазы немодулированного несущего колебания. Эта траектория соответствует последовательности импульсов положительной и отрицательной полярности модулирующего сигнала, указанной на этом же рисунке вдоль оси времени Отрезки траектории с положительным значением производной этой траектории по времени соответствуют более высокой частоте несущего колебания Г =ге+И[, а о~резки с отрицательным значением производной — более низкой частоте ги = го — ог по сравнению с частотой немодулированного несущего колебания.
Можно найти и значение этого смещения, поскольку для такого сигнала можно записать следующее представление: Рис. 3.16. Фазовая решетка и фазоввя траектория ЧМ сигнала с непрерывной фазой — (2хГсГ+ 2к)ггЬД = 2к(Гс + lггЬг), г) ггг так что сдвиг частоты ьг = )ггЬ1 . При Ь, =+1 частота несущего колебания равна Тв = Тс+)гЩ; при Ь1 = -1 имеем Тв = То — АЩ. В результате г, -г„= 2)гг,'Ь,', и индекс частотной модуляции Гз Гн 2)гг И Ьчм =— Рс Рс (3.16) В момент времени г = т, отклонение фазы радиосг -нала от фазы немодулированного несущего колебания Л~р1 =2лКгЬ.,Тс; в результате ЧгЛ сигнал с непрерывной фазой на втор-..", интервале Тс «Г «2Тс можно записать следующим образом: з(С) = Асов(2к(с)+2с)ггЬ Тс г2к)ггЬЯ вЂ” Тс)) Тс < ) < 27< 109 где Ь1 является значением модулирующего сигнала на первом временном интервале длительностью Т, и может принимать значе- ния +1 или — 1.
Вычисляя производную по времени от текущей фа- зы сигнала, получаем Теперь очевидно, что на Дм интервале этот сигнал можно представить выражением з(Г)=осок 2к)о)+2яйг)а ~„Ьа+Ь! () 1)Тс <Гк)го (317) 1~ [г -() — 1)т Л «=-~ Т для)=1,2,3,... Частотная манипуляция с минимальным сдвигом. Манипуляция с минимальным сдвигом (ММС) может рассматриваться как фазовая или как частотная модуляция с непрерывной фазой. Основная особенность этого способа модуляции состоит в том, что приращение фазы несущего колебания на интервале времени, равном длительности Т, одно~о символа, всегда равно + 90' или -90 в зависимости от знаков символов модулирующего сигнала. Например, фаза несущего колебания в начале очередного импульса модулирующего сигнала равна дс, .далее, фаза несущего колебания, линейно нарастая к концу этого импульса, достигает значе- НИЯ де+90", или, линейно убывая, к концу импульса достигает и,р)=~~ Ьв 1к(à — (2) — 1)Т), ио(Г)= ) Ьек(à — (2Г)'Г„), 1 ! где з 1, Ос(<2То и(г) = О вне этого интервале.
(3.19) 110 значения до-90 . Поскольку на интервале каждого очередного импульса модулирующего сигнала мгновенная фаза несущего колебания, отклоняясь от фазы немодулированного гармонического колебания, изменяется линейно, увеличиваясь или уменьшаясь, то мгновенная частота такого радиосигнала будет изменяться скачками. Таким образом, ММС сигнал является частным случаем ЧМ сигнала с непрерывной фазой. Сигнал с ММС может быть сформирован с помощью квадратурной схемы, которая лишь незначительно отличает~я от приведенных в предыдущих разделах. Последовательность символов (Ь„) = 1, 2, ...), принимающих значения +1 или -1, разбивается на две подпоследовательности нечетных (Ь,„„ / = 1, 2, ...) и четных (Ь„, ~ = 1, 2, ...) символов. Из этих подпоследовательностей формируются квадратурные компоненты модулирующего сигнала Теперь сформируем гигнап в соответствии со следующим представпением: з(Е) =- А(ие(Е)сол( )срл(2лглг) + по(Е) л(п( )э)п(2лгрг)) .
(3 20) лг лг 2Т лг Здесь Ер — частота несущего колебания; функции сов( ) и А,Я= А ие (Е)сов ( ).~-А ис (Е)эЕп ( ) =А. 2Т поскольку в соответствии с (3.18) и (3.19) дпя любого момента времени ие~(Е) = иг)~(Е) = 1. Откпонение фазы сигнала (3.20) от фазы несущего колебания на любом интервале времени длительностью Т, явпяется линейным, приращение фазы на этом интервале равно 90'.
Чтобы убедиться в этом, достаточно определить общую фазу этого сигнала на пРоизвопьном ичтеРвапе вРемени (е — 1)Тс <Е <ЕТс. Учитывал постоянство огибающей, узкополосный сигнал (3.20) можно записать спедующим образом: э(Е) = А соэ[2лгрг + Ф(Е)) . (321) В этом спучае дпя отклонения фазы ф(Е) на первом интервала ьа основании (3.20) имеем Аио(Е)мп( ' ) лг 2Т, лг Ф(Е) = агсгд( - ) = агсгд(иг(Е)ио(Е)гд( )), Аие (Е) ср5( ) 2 с 2Т< 0<Е<т . (3.22) лг гйп( — ) на интервале длительностью 2Т, имеют попувопну и фак- 2Т тически сгпаживают прямоугольную форму импульсов квадратурных компонентов модупирующего сигнала. Покажем, что сигнал (3.20) является ЧМ сигналом с постоянной огибающей и непрерывной фазой. Действитепьно, так как спагаемые в правой части равенства (3.20) являются квадратурными компонентами с несущими колебаниями соз(2лЕОЕ) и э)п(2лЕог), то значение огибающей этого сигнала в произвольный момент времени можно определить равенством Из (3.18) следует, что произведение ог(ЦоО(Ц дпя любого момента времени на рассматриваемом интервале имеет постоянное значение, равное либо +1, пибо -1.
Поэтому можно записать дпя первого интервала яг о,Яос(Г) = Ь А, =+1, Ф(г) = кг — дпя о~ЯоОЯ= Ь ава = — 1. 2Т (3.23) В зависимости от значения произведения символов Ь,Ь, при Г = Т, значение приращения фазы будет равно либо +90, либо -90 . Поэтому дпя сигнала (3.20) на первом интервапе можно испопьзовать следующее представпение: з(Г) = Асов(2кгэГ+ Ь гЬЬ - - ), 0 < Г < Т кг 2Т< Эти рассуждения можно повторить дпя второго интервала времени, получив анапогичное представление зЯ=Асоз(2кГо(+Ь аЬо '+ЬоЬ1 с ) Т< Гв2Т<- к к ( Г Т < ) 2 2Т< (324) Из (3.24) становится очевидным релуррентное соотношение между представпениями сигнала (3.20) на последовательности временных интервалов длительностью Т„что позвопяет сразу записать общее представление этого сигнала на произвольном интервапе: 1-а з(Г) = Асов(2кгэ(+ ~ Ьа-'аЬ«+ Ьо аЬлп - - < ), к к-~ к(Е-(1-1)Т<) 2г 2Т лги (г - 1)т< < г < гт .
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
