Маковеева М.М., Шинаков Ю.С. Системы связи с подвижными объектами (2002) (1151874), страница 21
Текст из файла (страница 21)
(3.25) 112 Это представление аналогично представлению (3.17); следовательно, сигнал (3.20) действительно является ЧМ сигналом с непрерывной фазой. Из (3.25) следует, что ММС сигнал, сформированный квадратурным модупятором, обладает спедующей особенностью: знак приращения фазы на очередном временном интервале опредепяется не только очередным симвопом, передаваемым на этом интервапе, но и значением предшествующего символа.
Поэтому при демодуляции такого сигнала в приемнике необходимо учитывать эту взаимосвязь между соседними канальными символами. СО5 [АТЕЕ(27 )] (2хЕ.Е) з(Е) ,х--ъ,.-,д, а, ~с 1гйп(2кг Е) т зю [яЕЕ(27,)) Рис. 3.17. Функциональная схема устройства формирования ММС сигнала (3.25) 113 На рис. 3 17 представлена функциональная схема ус7ройства, обеспечивающего формирование ММС сигнала в соответствии с его представлением (3.25). Поток информационных битов поступает на вход демультиплексора, в котором разбивается на две подпоследовательности — нечетных и четных битов. Каждая подпоследовательность преобразуется в последовательность положительных или отрицательных прямоугольных импульсов.
Далее импульсы обеих подпоследовательностей расширяются до длительностей 27„перемножаются на гармонические полуволны квадратурных каналов и переносятся на высокую частоту. На практике часто используется несколько иной способ формирования ММС сигнала; соответствующая функциональная схема представлена на рис.3.18. Перемножение несущего гармонического колебания с соз[пЕЕ(27,)) приводит к двум гармоническим сигналам с частотами Ео+ ф47Д и $о -1/(47 ) и связанными фазами. Эти сигналы разделяются узкополосными фильтрами и комбинируются так; чтобы сформировать соответственно синфазную и квадратурную компоненты несущего колебания, которые далее перемножаются с подпоследовательностями ие(Е) нечетных и ееО(Е) четных символов.
Сигналы с ММС применяются в настоящее время в спутниковой связи, в военных системах связи и управления и в диапазоне очень низких частот для гидроакустической связи. Поскольку длительность импульсов в квадратурных каналах увеличена в два раза, то спектральная плотность мощности этих сигналов занимает значительно меньшую полосу частот, в результате чего эти сигналы обладают хорошей спектральной эффективностью.
соз[кМ Рис 3.18 Функциональная схема устройства Формирования ММС сигнала Гауссовская частотная модуляция с минимальным сдвигом. ММС сигнал имеет постоянную огибающую и занимает меньшую полосу частот, чем сигнал с обычной частотной манипуляцией. Однако для многих приложений спектр ММС сигнала все еще остается достаточно широким. Основная причина этого состоит в том, что его фазовые траектории хотя и непрерывны, но являются ломаными пиниями, так что их первая производная по времени оказывается разрывной. Сглаживание. этих фазовых траекторий является одним из возможных путей дальнейшего уменьшения ширины спектра ММС сигнала. Достигается данный эффект использованием дополнительной фильтрации модулирующего сигнала до его переноса на высокую частоту.
На рис. 3.19 представлена функциональная схема устройства формирования сигнала с гауссовской модуляцией с минимальным сдвигом (ГММС сигнал). Новым элементом в данной схеме является гауссовский фильтр низкой частоты (ГФНЧ) с импульсным откликом и амплитудно-частотной характеристикой, определяемыми следующими равенствами: Г2к ) 2л В з (3.26) "!п2 ~ Ы2 6(г) = ехр'- ~ — ~ —, (Г ) )п2 (3.27) где  — ширина полосы пропускания фильтра на уровне — 3 дБ. На выходе ГФНЧ отклик на каждый импульс подпоследовательности определяется как свертка прямоугольного импульса на входе и импульсной характеристики фильтра: г) Рис. 3.19. Функциональная схема устройства формирования ГММС сигнала ег( —. --.кВГ + +вл~.
-- В((+Т,') Х'2 ( .(п2 мг, 1 г(г)= (г) д(г)= ~ д(.И.= 2 (3.28) Здесь ег((Г) = ~ехр) — т фт . и (3.2в) о При ВТс = 1 длительность импульсного отклика фильтра примерно равна длительности одного импульса на входе фильтра и сглаживание формы импульса оказывается незначительным. При уменьшении полосы пропускания 8 отклик на одиночный импульс приближается к гауссовской кривой и имеет более компактный спектр; в результате фазовые траектории не имеют изломов. Если полоса В неограниченно увеличивается, то форма отклика приближается к форме одиночного импульса. В пределе при ВТ, = оэ можно считать, что фильтр отсутствует, а схема формирует ММС сигнал. При практическом построении устройства формирования ГММС сигнала основные операции формирования сигнала могут быть выполнены с помощыа цифровых элементов, которые на рис,3.19 обведены пунктирной линией; только преобразование частоты выполняется аналоговыми устройствами.
Наиболее сложным эле ментом этой схемги является гауссовский фильтр низкой частоты Обычно он реализуется как цифровой фильтр с конечной импульс ной характеристикой. Значительная доля операций при этом може~ быть выполнена специализированным процессором. 1(Ь Рис. 3.20. Элементы устройства формирования ГММС сигнапа Гауа=овская ММС обеспечивает достаточно высокую спектральную эффективность системы связи и широко используется в современных системах связи с подвижными обьектами. В частности, в системах сотовой связи стандарта СВМ при ВТс = 0,3 и в системах цифровой бесшнуровой связи европейского стандарта 0ЕСТ при ВТ, = 0,5. Эта функциональная схема устройства формирования ГММС сигнала используется также в системах связи стандарта РСВ-1900.
На рис.3.20 более детально представлены некоторые элементы данного устройства. Пунктирной линией обведены аналоговые устройства. В современных системах связи предусматриваются серьезные меры для обеспечения устойчивой связи в сложных условиях распространения радиоволн (движение передатчика и приемника, препятствия на пути распространения радиоволн). К таким мерам в первую очередь следует отнести медленные скачки по частоте в течение сеанса связи и управление мощностью, излучаемой передатчиками. Способы реализации этих мер можно проиллюстрировать, если ввести незначительные изменения в схему, представленную на рис.
3 19. Эти изменения показаны на рис. 3.21. Команды управления мощностью формируются специальной системой, которая контролирует уровень сигнала на входе приемника. Медленные скачки по частоте осуществляются с частотой в несколько сотен герц. Для стандарта СЗМ эта частота равна 217 Гц. 3.4. Комбинированные методы модуляции Квадратурная амплитудная модуляция. При ги-ичной фазовой модуляции, рассмотренной в 3 3.2, амплитуда и частота несущего колебания в течение сеанса связи остаются постоянными. 116 уемый епь Ь, ГФНЧ -В.
Комвнды преепения мощностью нем нику Рис. 3.21. Функциональная схема устройстве формирования ГММС сигнала, включающая элементы управления излучаемой мощностью и частотой несущего копебвния Изменяется только начальная фаза каждого канального символа, При квадратурной амплитудной модуляции (КАМ) изменяются значения амплитуды и начальной фазы каждого канального символа. Если число возможных значений этих параметров дискретио и конечно, то этот тип модуляции также является цифровым.
Один канальный символ сигнала при таком способе модуляции можно представить следующим равенством: в,„(Г) = Ап, сов(2хуеГ+Ф,1=Бе(А ехр~уФ„,)ехр(~2хуе()], (3.30) (у- 11т < с 5 гт. в котором А,„=А ехр~1Фгп) является комплексной амплитудой этого канального символа, пт = 1,2,...,М. При построении сигнального созвездия этого сигнала удобнее использовать вещественную и мнимую части комплексной амплитуды: вю(Г) = Аех сов(2хуе(+ Фю) = Ам сов(Фм)со42хуеГ)+ Ам в(п(Фм)х (3.31) х в(п(2хует) = вм сов(2пуег)+ Ьт в(п(2кгаГ) (Х вЂ” 1) < Г к (Т<. где а и Ь вЂ” координаты гл-й точки сигнального созвездия КАМ сигнала. На рис.
3.22 представлено сигнальное созвездие КАМ-16. Необходимо отметить, что разные канальные символы этого сигнала имеют разную энергию; расстояние между разными сигнальными точками также оказывается различным В результате вероятность перепутывания символов в приемнике для разных символов оказывается разной. 117 ! ь~о ΠΠΠΠΠΠΠΠ— Рис. 3.22. Сигнальное созвездие О О М-ичного КАМ сигнала (И = 161 О О О О О О Один канальный символ такого сигнала может переносить гп =!опз М информационных битов.
В частности, при М = 16 имеем гп = 4 Поэтому если по-прежнему считать, что длительность одного бита равна Тс, то длительность одного канального символа КАМ сигнала равна Т„ = гпТ . Следовательно, при формировании этого сигнала поток информационных битов должен группироваться в блоки по гп битов. Каждому блоку должен быть поставлен в соответствие один канальный символ. установление такого соответствия называется сигнальным кодированием. На рис. 3.22 сигнальное созвездие имеет форму квадрата или квадратной решетки, в узлах которой располагаются сигнальные точки. Это не единственно возмохтная форма сигнального созвездия и не всегда лучшая.
Сигнальные созвездия могут иметь форму, например, креста, круга, что часто оказывается необходимым при больших значениях Ы В современных системах связи значения этого параметра могут превышать 1024. При больших значениях М задавать множества возможных координат сигнальных точек проще с помощью целых чисел, нумеруя сигнальные точки от начала координат. Например, для квадратной сигнальной решетки, изображенной на рис.3.22, можно ввести обозначения а и и Ь„;,„для координат тачек ближайших к началу координат. Тогда если все соседние точки имеют одинаковые расстояния между собой вдоль каждой оси, то координаты остальных точек можно выразить через значения координат ближайших точек с помощью соотношений: а„=+кэ,„, ь, = ~гь„ где индексы В и ! принимают целочисленные значения. Например, дпя созвездия рис.3 22 значения индексов принадлежат множеству 118 ( — 3, — 1, +1, +3), Совокупность всех точек этого сигнального созвез дия может быть задана с помощью матрицы (-3,+3) ( — 1,+3) (в 1,+3) (3,+3) (-3,+1) (-1+1) (+1,+1) (3,+1) (-3,— 1) ( — 1,— 1) (+1,-1) (3,-1) ( — 3,— 3) (-1,-3) (+1-3) (3,-3) э„,(Г)=Асов (пэ+гп)Г, (3 — 1)Т «КГТ„, т= 1,2,...,М, (332) где $о = по г(27 ) для некоторого целого числа л,.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
