Феер К. Беспроводная цифровая связь (2000) (1151861), страница 43
Текст из файла (страница 43)
О С- я з х а О а О О х со Х О а О Я х х З с хх Оях О О х ю О О. х 5 я а "О а я х х ш х х ~04 'г в э 2 х х я Ос а а х Осах с с сь О щ Б з х~ 'Ь О О 9 .с! с С О 3 х ч 2 хо с ОФ Я О ч О О 8 О О х "ад З ха~ х х с1 ь аз хсх О. » я ш х В аа'С я О ООЗ О. х сс Яхо О О я х 5 х х ;ОХ, *з фа Р яхоа »3 с ю с х О СШ а ха К я я с о Х— с, а' а п1 н ы а о Х а с а а о. с В л я л х х -6. и' 8' Х Я Р*.
я и г и о. ча О о е о о х Х т Ю и. Х 'а о я м т и;"., я о о и и р» а я -10,0 -2О,О -зо,о -40,0 а о с о с а -5О,О ОАМ 5О 7О -5О,О 0.0 1,ОО 2,00 3,00 0,25 0,50 0,75 Нормированная частота Рис. а.в.е. Спеяхр сигнала Гчлы Гранат итяаатнага язя еаалы )94)) г нелинейным усилением. «Технология запатентована„см. приложение .) 3 (У вЂ” Уа)7. 1,00 17 — Уа)та нуго изБыточность и могут бить испольаованы для обнаружения и исправления ошибок.
Сверточное кодирование в сочетании с ТСМ вносит '!-... зависимость между последовательными сигнальными точками ~3451 Исследование комбинированных систем модуляции и кодирования привело к разработке онергетически аффективных систем сс спектральной аффекгиеностьго ление 2 битхгг'с.Гц). тгнгербек ~332) ввел канальное 25) 10' естес приемных фильтров пользуются ФНЧ ядкэ с БТ =- 1.07 10 = 1,0 10 6,00 Риг*. 4.в.т. Зависимости вероятности ошибки н* 6ит для систем 16-РЯАМ с нелинейным усилением (в режиме насыщения или класса С) кодирование в сочетании с многопозиционной фаэовой манипуляцией Задача Унгербека состояла в обеспечении передачи л Битов в сигналь ном интервале с созвездием (2п + 1)-позиционной ЯА1т), где входной символ модулятора определялся с помощью сверточного кода с малои длиной кодового ограничения Созвездие модулятора в два раза превышает число позиций, необходимое для передачи Беэ кодирования и при такой же размерности позволяет создавать коды беэ расширения полосы частот и обеспечивать энергетическии выигрыш в несколько децибелов при очень малых решетках Расширение созвездия в два раза оказывается практически удобным и приводит к такому же энергетическому вьн игрышу, который достигался бы при больизих ансамблях сигналов (94), В (332] проведен анализ спектральной эффективности (до 5 Бит/ин 252 1О -"' к ю 3 о 10-е о о со,д-з 06ычная 16-52ЯМ, работающая со запасом по выходному уровню усилителя мощности, равным 0 дБ (используется агзплитудныи корректор вида а/ ни с, фильтр с характеристикой приподнятого косинуса и о = 0,4) 1О ОО 14,00 16,00 22 ОО 26,00 30.00 Еь/Руо, дБ Рис, 4.В.В.
Глазковая диагралгма демодулированногоси р о сигнала зксперилгенталь ной системы 64-БАМ со скоростью 90 Мбит/с. Аппаратура разрэвотэнз Обществом д рв Феера Р . 4.В.О. Г з оная диаграмма демодулированного сигна . р гнала экспе иментальавна 6 Вит/Гс Гц), ной системы 226-С)РКВ. Спектральная эффективность системы равна /Г ), чи 1,6 Мбиттс Подавление внеполосного излучения составляет 60 дБ. Аппаратура разработана Обществом д-ра сера для аг аг тервал) ряда расширенных ансамблей сигналов В 1 1 В 11831 исследован частный случай (кодированная 8-РБК) для применения в нелинейных спутниковых каналах с огран иченной полосой и построена схема, имеющая более устойчивые характеристики по сравнению в С ОЭМО1КНОй СХЕМОЙ БЕЭ кодирования (ЯРзК) В (320) также приведены результаты моделирова ния системы 8-РБК с кодированием кодом со скоростью 3/4 для различ ной полосы частот канала и ряда рабочих точек ЛБВ.
В (343] получе. на спектральная эффективность, равная эффективности 8-РБК (или нз 50 % выше, чем у ОРБК), но без оБычного увеличения Ее])то, необходимого для 8-РЬК. Такое улучшение энергетической эффективности достигнуто комбинированием модуляции и кодирования. В исследовании (343] объединены сверточный кодер со скоростью 3/4 и модем 10-РБК Комбинированные системы модуляции и кодирования изучены рядом исследовательских групп. Текущие выпуски трудов!ЕББ ТгапзасБопв оп Согпгпцп)сабюпз апд Соптегепсев содержат подроБные описания новых разработок комбинированных систем модуляции и кодирования Подробные описания довольно сложных систем ТСМ с длинными кодами представлены также и в нескольких монографиях (184, 253, 302] я(л)— 4.9.
Адаптивная коррекция в системах с частотно-сепективными замираниями и временным рассеянием Коррекция — это метод компенсации амплитуды и фазы, используемый для минимизации влияния межсимвольных искажении на увеличение вероятности ошиБки. В предыдущих разделах отмечалось, что частотно-селективные замирания (вреыеннвя дисперсия радиоволн) являются основной причиной межсимвольных искажений и, следовательно, увеличения вероятности ошибки и появления эффекта неустранимых ошибок.
Адаптивные корректоры необходимы дя коррекции амплитудных и фазовых изменений, вызываемых замираниями в радиоканалах и реализацией неидеальных фильтров. В этом разделе коротко описываются основные концепции адаптивных корректоров. Подробное рассмотрение этой темы можно найти в [94, 184. 2бЗ].
Упрощенная модель цифровой системы связи с выделенными функциями адаптивного корректора представлена на рис. 4.9.1. Передаваемая цифровая последовательность х(п) с ограниченной полосой искажается в частотно-селвктивном канале распространения с временным рассеянием. Принятая последовательность обозначена х'(п). Задачей адаптивного корректора является восстановление формы искаженного сигнала к первоначальной (348] (см. рис. 4,9.2).
Базовая структура адаптивного корректора содержит трансверсальный фильтр, суммирующий усилитель, решающее устройство. Трансверсальныи фильтр содержит и элементов задержки уз и и весовых коэффициентов йы...,Ь„. Принимаемый искаженный сигнал задерживается набором элементов задержки Й и умножается на весовые коэффициенты Ьы...,Ь . Результирующий «суммарный» сигнал дискретизируется в решающем устройстве Выходной сигнал решающего устройства является оценкой х(п) «Обучающий сигнал» вЂ” зто заранее известная последовательность, являющаяся частью структуры передаваемого сигнала. Работа корректора инициируется путем передачи известной обучающей последовательно- Ооучамщид сигнал Рве.
4.9пц цифровая система с адаптивным корректором [348) Шум л(т) г( )- Четырехуровневая АИМ последовательность (з, ) Принимаемый сигнал Рнг, 4.9зп Модель системы с АИМ !~ сти и сравнения задержанной и взвешенной суммарнои последователь:.:.
ности х(п) с обучающим сигналом, формируемым в приемнике. После завершения периода обучения оценка х'(п) апроксимирует х(п), и ".' инициируется «режим слежения». В режиме слежения для обновления коэффициентов фильтра 6; используется сигнал ошиБки х'(и) — й(п) Обучающая последовательность может чередоваться с пакетами ::;.". данных для обновления весовых коэффициентов фильтра с необходимым темпом Другой класс адаптивных корректоров, включающий так называемые «слепые» корректоры, не требует обучающих последовательностей.
' ... Слепые корректоры, или «самоадаптирующиеся» корректоры, работают только в режиме слежения, но с меньшей скоростью сходимости, чем ,,'. адаптивные корректоры с обучающими последовательностями Межсимвольные искажения часто вызываются неидеальными, или ненайквистовскими. характеристиками канала В подвижных системах :!:, последовательное соединение передающих и приемных фильтров удовлетворяет критерию передачи Найквиста без межсимвольных искаже:",!' ний. Частотно-селективные замирания (временное рассеяние) искажают 1гб зз = Е г.г(го+От-пТ), я=о 237 Рис. 4.9.3.
импульсная яарзятеристияа канала (94) амплитудные и фазовые характеристики всего канала, поэтому межсимвольные искажения наблюдаются на входе адаптивного корректора. Эти искахсения ухудшают характеристику 7т, = /(С/Ф) системы Межсимвольные искажения могут возникать во всех цифровых системах переда. чи, использующих различные виды модуляции.
включая ь)РзК, СМзК и ЕЕ)РЬК Действие межсимвольных искажений часта описывается низкочастотным эквивалентом систем с модуляцией. Составляющая МСИ получена следующим образом. Символ хй соответсвующий одному из б дискретных амплитудных уровней, передается через канал в момент гпТ, Т вЂ” сигнальный интервал. Импульсная характеристика канала йЯ показана на рис. 4.9.3 Принимаемый сигнал г(1) определяется суперпозицией импульсных откликов канала на каждый переданный символ и аддитивного белого шума п(1): Если произвести отсчет принимаемого сигнала в момент /оТ+1о где 1о учитывает задержку канала и начальную фазу дискретизатора то получим г(19 + ЕТ) = хаЦ$о) + ~', худ(1о + ЕТ вЂ” 1еТ) + п(1о + ЕГ) (4 9 2) Первое слагаемое в.правой части (4.9,2) представляет собой полезный сигнал, так как он может использоваться для идентификации переданного амплитудного уровня.
Последнее слагаемое — аддитивный шум, а второе слагаемое является интерференцией соседних символов. Каждая составляющая интерференции пропорциональна отсчету импульсной характеристики канала 6(го — гТ), расположенному через интервал времени, кратный длительности символа Т, т.е.
на расстоя нии ЕТ от 19, как показано на рис. 4.9.3. Межсимвольные искажения равны О тогда, и только тогда, когда 6(19 + яТ) = О, т ф О, или если импульсная характеристика канала пересекается с осью времени в точках, расположенных через интервал Т (94) Когда импульсная характеристика имеет такие равноотстоящие пересечения с временной осью, то говорят, что удовлетворяется первый критерий Найквнсга В частотной области зто условие эквивалентно -',- равенству Н'(/) = ~~~ Н (/ — †,) = сопят для Я < †,, (4.9.3) и 1 Т 2Т' . где Н(/) — частотная характеристика канала„Н'(/) — частотная ха.!,'; рактеристика дискретной модели канала, в которои дискретизация производится с частотои следования символов. Полоса частот ~Д < 1/(2Т) обычно называется полосой Найкеисга, или минимальной полосой. Если Н(/) = О при ~Д > 1/Т (отсутствует отклик канала на частотах выше удвоенной полосы Найквиста), то частотная характеристика Н'(/) принимает более простой вид: Н (/) = Н(/) + Н / — —,, О <!Х~ < —,.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
