Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь (1979) (1151860), страница 86
Текст из файла (страница 86)
При р = 1/2 выражение (!6.1) можно упро- стить сбтчп(/)=2/т !6(/)~вз)п'и/// /т-— — 1/Т. (16.2) Это выражение графически иллюстрируется на рис. 16.2. Тактовая синхронизация квазитроичных сигналов с чередованием полярности импульсов может осуществляться путем форми- 71б гм 712 ггу пд 5 50 кастете мга дпигн-гднбетбс рования тактовых опорных импульсов в результате двухполупериодного выпрямлении или квадратурного детектирования квазитроичного сигнала. Таким образом обеспечивается получение колебания с частотой следования символов.
Из табл. 16.1 следует, что длинная последовательность символов О на входе преобразователя Дв/ТЧП приводит к такой же последовательности символов О на выходе, что вызывает трудности при осуществлении тактовой синхронизации. Чтобы избежать их, можно подменять последовательность символов О длиной в (и + 1) элемент одной из двух специальных последовательностей (кодовых слов): либо 00...ОДОЧ, либо 00...ОООЧ, (16.3) где Д вЂ” двоичный символ, преобразуемый в троичную форму так же, как и информационные символы 1, а Ч вЂ” чередующаяся последовательность символов + и —, нарушающая чередование полярности в сигнале, т.
е. символ Ч в первом внедренном слове имеет такой же вид, что и предшествующий ненулевой символ (101, 231, 233). Выбор одного из двух приведенных кодовых слов производится таким образом, чтобы число символов Д между последовательными символами Ч было бы нечетным, следовательно, соседние символы Ч в преобразованном сигнале должны иметь разный вид 429 Рис. 1о.у. Спектральная плотность мощности квазнтрончного сигнала с чередованием полярности импульсов (ТПЧ) и парно-избирательного квазитроичного сигнала (ПИТ).
Вероатнастн символов 5 и О в исходном двоичном сигнале раним Пз, длительность символа Г. Нижний график. соответствующий ТЧП, хорошо аппроксимируетсн функнней юп'пуг 725 В 7,00 0,75 В 0,50 2 025 е О Таблица 16.3 Алгоритм формирований парно-избирательного квазитроичного сигнала, Исходный двоичный сигнал разделяется на двухэлементные номбинации символов Таблица !6.2 Алгоритм подмены последовательности символов О трехэлементнмми кодовыми словами, с нарушением чередования полцрности импульсов квазнтрончного кода Двулалементные комбинации символов двоичного сиг- нала Преобрааовааные двулвле- менгные комбинации символов гроичного сигнала при внутреннем режиме предшествующий ненулевой информ .
ююн чый символ Очередное подстановочное кодовое слово при условии, ~го последнее подстановочное слово было . положительном отрицательном 1 1 1-0 О! 0 0 + — 0 0— + !00-1- илн -1-0-1- ! 00 — или — 0— +О О+ — + — 0 — 00+ 00 — +О+ На приемной стороне в декодере, восстанавливающем исходный двоичный сигнал, на основе введенных символов Ч можно определить искусственно введенные кодовые слова и восстановить исходный сигнал. Этот метод передачи вполне эффективен при количестве элементов в кодовых словах 5 — 7 для каналов связи с не очень высокой вероятностью ошибок.
В противном случае искажения символов из-за канальных ошибок могут привести к ложной подмене отрезков передаваемого сигнала символами О. Ллгоритм выбора подстановочных трехэлементных кодовых слов в зависимости от предшествующего ненулевого информационного символа и предшествующей подстановки приведен в табл. !6.2. Таким образом, входная последоватечьиость символов О может быть преобразована следующим образом: + ~ — о -- ~ о о + 1 — о — 1- — 1 ф Ф 1 щемя символ Д символы Ч Диочччый сигнал Троичный сигнал 430 Лналогичпо можно описать схему преобразования д.чя пятиэлементных последовательностей символов О.
Другой метод устранения длинных последовательностей символа 1 или О заключается в так называемом скремблировании двоичной последовательности с целью получения для передачи случайной последовательности символов !399]. На приемной стороне осуществляется дескремблпрованис, т. е. обратное преобразование. Прпйченение скремблирования сопровождается эффектом размножения канальных ошибок пропорционально увеличенному на единицу числу разрядов регистра сдвига в преобразователях, ибо ошибочный символ появляется на каждом выходе регистра в дескремблере (см.
9 16.5). Парно-избирательный квазитроичный согнал. Троичное кодирование пар символов исходного двоичного спгнала начинается с разделения этого сигнала на двухэлементиые неперекрывающиеся комбинации символов. Затем эти пары символов преобразуются в двухэлементные комбинации символов уже троичного алфавита (табл. 16.3). Заметим, что в каждой выходной комбинации имеются символы + или —, а первый и второй символы обязательно различны. Следовательно, в отличие от исходного двоичного сигнала, исключается возможность формирования длинной последовательности символов О в преобразованном троичном сигнале.
Изменение внутреннего режима преобразователя Дв!П11Т происходит при каждом формировании неперекрывающихся комбинаций 01 и 1О двоичного сигнала. Приведем пример преобразования двоичного сигнала в парно- избирательный квазитропчный сигнал: Двоичный сигнал 100100011!О! Троичвый сигнал...... + 0 0 — — 0 -> е — 0— Для случайной двоичной последовательности с равновероятными символами спектральная плотность парно-избирательного сигнала описывается выражением [424) баит (ы) = — ~ С (ы) ( (1 — соз ы Т) (1 + 4 сов ы Т + 2 со в ыТ) (16 4) 1 иТ Это выражение графически иллюстрируется на рис. 16.2 для ограниченного по полосе частот равномерно~о спектра б(г).
Следует отметить, что, как и для квазигроичного сигнала с чередованием полярности, спектральная плотность мощности парно-избирательного троичного сигнала равна нулю при ) = 1(Т и 1 = О. Кроме того, здесь побольше мощность сигнала, поскольку не могут появиться подряд два символа О в пределах одной двухэлементной комбпнации символов. Однако в целом в троичной последовательности могут появиться подряд два символа О, например при формировании в двоичном сигнале комбинаций 1О н 01 в троичном сигнале появятся комбинации +О и Π—.
Это обстоятельство можег быть использовано для построения системы цикловой синхронизации. 16.3. СИГНАЛЫ В ВИДЕ ВЕСОВОГО ОТКЛИКА Сигналы в виде весового отклика — это многоуровневые сигналы, формируемые из входных двоичных или также многоуровневых сигналов в результате весового линейного суммирования символов А, исходного сигнала в данном н в п предыдущих тактах. Этот вид передачи двоичных сигналов известен также как относительное, дуобииарное, полибинарное кодирование 1253, 261]. Оно позволяет изменять спектральные характеристики передаваемых сигналов с целью более эффективного использования полосы частот и повышения устойчивости к искажениям в тракте передачи.
Действительно, если известна импульсная характеристика тракта передачи, т. е. имеется канал с известными параметрами, то он может выполнить частично или полностью операцию весово- 431 го суммирования. Кроме того, определенная избыточность передаваемого сигнала может использоваться для контроля качества передачи сообщений. В данном параграфе обсуждаются только весовые отклики 4-го и 5-го классов [253], для которых характерно равенство нудно спектральной плотности на нулевой частоте и на частоте следования символов )ьт, равной максимальной информационной полосе частот. Такие ограниченные по ширине спектра сигналы формируются как весовая сумма импульсов вида й!пс 2пЮ в д (з(п2п((7!)/2хс(к/, отстоящих друг от друга во времени на Т= =1//,=1/2Уб'.
Эти импульсы имеют равномерную ограниченную по ширине спектральную плотность 6('/). Отсчеты выходного преобразованного сигнала В! представляют собой весовую сумму символов на входе А! с весовыми коэффициентами /г!, т. е. я В! =/с!А!+/саА,, + . +/с„А! „, = ~'/сбА, у+г, (16.5) !'=! где наименьшее ненулевое значение й! равно единице, а значения символов А; могут быть как двоичными, так и М-ичными. Структурная схема кодера, формирующего весовой отклик, приведена на рис. 16.3а. Спектральная плотность мощности отклика при воз- яяяяяят яаседеяи я, яг-х я!я, л! а! б! Рис. !б 3. Формирование сигналов в виде весового отклика: а — кодер; б — декодер; А! и А'; — исходный (на входе кодера) и восстанов- я ленный (на выходе декодера) цифровой ноток; В,= ~ йгА, ьь! — многоуров- б=! и вый сигнал в виде весового отклика на выходе кодера; В,+л; — сигнал на входе декодера; К вЂ” квантователь, й!, йь ..ь, й — весовые коэффициенты действии на вход кодера сигнала с равномерной спектральной плотностью определяется как 1Н(/) (, где О О(/)= ~ 1й,бД+й,б/б — — ''1+ +й„б 1 — — ")! х х е "" и й, ! / ) ( (р'.
(16.6) 432 Для всех других значений частоты спектральная плотность мощности отклика равна нулю. Для того чтобы спектральная плотность мощности отклика при )"=О была бы равна нулю, необходимо, чтобы сумма весовых коэффициентов тоже была бы равна нулю. В терминах г-преобразований передаточная функция кодера (дискретного временнбго фильтра) в соответствии с (16.5) будет 178, 115о) Н (и) = ~'„ )ййг 1 где г д е", 3 — переменная комплексная частота. Для того чтобы декодер, восстанавливающий исходный сигнал, был бы устойчивым (рис. 16.3б) при заданной форме весового отклика, необходимо, чтобы полюсы передаточной функции Н-'(г) находились бы в пределах круга единичного радиуса на плоскости комплексной переменной г.
На рис. !6.4 и в табл. 16.4 приведены наиболее важные характеристики сигналов в виде весовых откликов, в частности 4-го и 5-го классов. Здесь иллюстрируется операция суммирования входных символов в п тактах, в результате чего формируется (16.7) Вееоеме ноорРопоенене ! 1 г й Пнпо о а уйнмй епенмп ай Рис. 15.4.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
