Кловский Д.Д. и др. Теория электрической связи (1999) (1151853), страница 93
Текст из файла (страница 93)
имеют неограниченную ширину спектра и бесконечную дисперсию; для реальных сигналов оно невыполнимо. Вместе с тем можно сформировать такие сигналы, для которых (9.24) выполняется приближенно в том смысле, что Тз,.Яя„(г — т) « ~~а,~~ при О< т< Т, (9.24а) 361 т.е. скалярные произведения сигналов при любом сдвиге по времени много меньше энергии элементарного сигнала. Такие сигналы можно назвать почти ортогонапьными. По своим свойствам почти ортогональные сигналы приближаются к белому шуму, поэтому их часто называют шумоподобными: их корреляционные функции и спектры плотности мощности близки к аналогичным характеристикам квазибелого шума.
Шумоподобные сигналы относятся к классу сложных сигналов, база которых В=2РТ»1, и являются дальнейшим развитием сигналов, различающихся по форме. Теории шумоподобных сигналов и вопросам их использования в различных системах связи посвящены работы Л,Е. Варакина (51.
Наиболее распространенным примером технической реализации почти ортогональных шумоподобных сигналов могут служить определенным образом сформированные псевдослучайные последовательности дискретных, в частности, двоичных радиоимпульсов. База сигналов при этом определяется числом импульсов в последовательности. Каждому каналу присваивается одна из множества почти ортогональных двоичных последовательностей, которая служит "адресом" канала.
Это приводит к названию "асинхронные адресные системы связи" (ААСС). Важным достоинством ААСС является то, что нет необходимости в центральной коммутационной станции; все абоненты имеют прямой доступ друг к другу без частотной перестройки приемных и передающих устройств (рис. 9.9). Здесь достаточно набрать "адрес" вызываемого абонента, т.е. изменить "форму" импульсной адресной последовательности. В системах с закрепленными каналами ЧРК и ВРК добавление хотя бы одного нового абонента оказывается возможным лишь при исключении одного из имевшихся в системе, Значительно проще зта задача решается в системах ААСС. Здесь вследствие свободного доступа к линии связи могут вести передачу любые АГ, активных абонентов из общего числа Ф абонентов системы связи. При определении числа Ф, нужно учитывать, что вследствие Рис.9.9.
Структурная схема многоканальной асинхронно-адресной системы связи неполной ортогональности каналов в ААСС неизбежны переходные помехи ("шумы неортогональности"), уровень которых растет по мере увеличения Ф,. Поэтому число одновременно работающих абонентов должно быль ограничено. Допустимое значение Ф, возрастает по мере увеличения базы сигнала, так как чем больше база, тем точнее выполняется условие (9.24, а). В зависимости от времени активности абонентов (т.е.
от доли времени, занимаемого х-м каналом для передачи сообщений) можно организовать, например, 1000-каналъную систему связи„в которой одновременно ведут передачу любые 50 абонентов из тысячи. В таких системах легко реализуются резервы пропускной способности, возникающие за счет малоактивных абонентов. Изучив статистику сообщений, передаваемых по каждому каналу, можно установить допустимое число каналов в системе Ф, при котором обеспечивается нормальная работа Л; активных каналов. Примеры шумоподобиых сигналов. В настоящее время усиленно разрабатываются методы синтеза сигналов с заданными автокорреляционными и взаимно корреляционными свойствами. Если рассматривать последователъности из л импульсов прямоугольной формы„которые могут принимать значения з1, то простым перебором можно найти такие последовательности, В(О) пи~В(т ~ 0~ для которых — = и, = —, Е = лЕн Š— энергия всего сигнала, Е1 — энергия од- Е, Е и' ного элемента.
Среди них назовем прежде всего последовательности Баркера (табл.9.1). Таблица 9.1 362 з (г) Последовательности Баркера имеют близкую к идеальной форме автокорреляционную 1 -1 +! е1 -1 !-1.ь! 4 -1 -1 -1 функцию: абсолютное значение боковых лепестков не превышает 1/и основного.
На а) рис. 9.10, а приведены последовательность (называемая также кодом) Баркера для и = 11 и ее автокорреляционная функция (рис. 9.10, 6). Прием последовательности з!(!) ("адрес" 1 канала) рис. 9.10, а выполняется 11 Е согласованным трансверсальным фильтром рис. 9.11. Импульсы последовательности Баркера с числом знаков и = 11 поступают сначаб) 7 ла на фильтр СФ„„, согласованный с единич-. ным прямоугольным импульсом (см.
9 5.7), а затем в линию задержки (ЛЗ), имеющую отво- 3 ды через промежутки Ь, далее на фазоинверс- -7 - - - 1 1 ные ( — ) и фазосохраняющие (+) каскады с 9 одинаковыми коэффициентами передачи, схему суммирования и решающее устройство РУ. д Фазоинверсные и фазосохраняющие каскады Рис.9.10. Реализация последовательности Баркера(а) вкл!о'!сны в порядке, соответствующем обрати ее автокорреляцноннвя функция (б) ному порядку чередования биполярных импульсов и-последовательности (рис.
9.10, а): число этих каскадов равно числу элементов последовательности. Первый каскад включен до линии задержки, последний — на ее конце. При приеме и-последовательность продвигается по ЛЗ, и в момент, когда все импульсы последовательности совпадуг по знаку с весами, включенными между отводами ЛЗ и суммирующим устройством, все импульсы сложатся синфазно, на выходе РУ появится наибольший импульс — согласованный фильтр зафиксирует адрес 1-го канала. При всех других сдвигах суммирование производится не в фазе (с разными знаками), и на выходе РУ появляются уровни, не превышающие по модулю 1/и от максимального значения.
Поскольку функции взаимной корреляции между последовательностями также имеют наибольшие значения, не превышающие 1/и, то последовательность адреса чужого канала не может вызвать ложного срабатьгвания решающего устройства 1-го канала. Исследования показывают, что последовательностей с "остатками" величины !/и для и > 13 не существует.
Поэтому для больших и приходится довольствоваться последовательностями, имеющими "остатки" большие, чем 1/и. Несколько худшие автокорреляционные функции по сравнению с баркеровскими последовательностями, но все же достаточно подходящие для использования в качестве адресных сигналов имеют линейные рекуррентные М-последовательности (ЛРП) или, как их еще называют, линейные последовательности сдвигового регистра максимальной длительности (см.
э 7.3.4). Для ЛРП отношение главного максимума к максимальному боковому лепестку авто- корреляционной функции растет приближенно как /и, где и — число импульсов в последовательности. Линейные рекуррентные последовательности обладают свойством хаотичности, которое заключается в следующем. Если из периода ЛРП, содержащего и=2" — ! членов, выбрать В с Рнс.9. !1. Согласованный фильтр для последовательности Баркера 363 Рнс.9.
1 2. Принцип частотного (а) н временного (о) разделения каналов возможные отрезки р членов в каждом, то, во-первых, среди этих отрезков не будет совпадающих и, О во-вторых, среди них найдугся т любые комбинации из +1 и — 1, Рнс.9.13. К образованию многоканального широкополосного состоящие из р членов (кроме за- снгнала посредством частотно-временной матрицы: прещенной комбинации, состоящей только из +1). Зти свойства а — последовательность двоичных информационных сигналоа; схо ны со с йствами с йн б- представление одного двоичного импульса посредс~~~м последовательного набора раднонмпулыюв Различных частот; биполярных последовательностей; поэтому ЛРП часто называк в — представление сигнала в виде ЧВМ псевдослучайными или шумоподобиыми последовательностями.
К тому же автокорреляционная функция ЛРП имеет форму, сходную с автокорреляционной функцией квазибелого шума с ограниченным спектром. ЛРП формируются генераторами двоичных импульсов с использованием сдвигового регистра. Прием ЛРП может осуществляться как согласованными фильтрами, так и корреляторами. При передаче псевдослучайных последовательностей по высокочастотному каналу обычно применяется фазовая или относительная фазовая модуляция.
Из других способов формирования ШПС для асинхронно-адресных систем связи упомянем о способе формирования сигналов с помощью частотно-временной матрицы (ЧВМ). Уже отмечалось, что в системах с ортогональными сигналами энергия каждого сигнала полностью отделяется от энергии других сигналов. Зто положение становится наиболее отчетливым, если обратиться к частотно-временным диаграммам системы связи при частотном разделении (рис. 9.12, а) и при временном разделении сигналов (рис. 9.12, б). Здесь каждому каналу отводится определенная область частотно-временного пространства; положение плопьздкн можно рассматривать как "адрес" абонента.
Однако частотно-временную область г х Т можно разделить на площадки иным способом: адрес каждого канала можно сформировать из набора "элементарных плошлдок" частотно-временной плоскости (рис. 9.13). Каждый двоичный информационный символ (рис.
9.13, а) передается за время Т и отображается определенной последовательностью импульсов, имеющих разные частоты (рис. 9.13, б) в общей полосе г". Двоичную информацию в последовательность можно заложить, меняя одцн из параметров элементарного радиоимпульса. Зти адресные наборы импульсов составляются на основе их представления в виде ЧВМ (рис. 9.13, в); к ним предъявляются обычные требования хороших Зб4 (с малыми боковыми лепестками) автокорреляционных функций и малых значений взаимной корреляции. Изменение временного положения импульсов и различие в их частотах позволяют сравнительно простыми техническими средствами получить несколько тысяч частотно- временных колебаний (адресов). Разумеется, не все комбинации ЧВМ используют в качестве адресных сигналов; среди них встречаются и такие, которые не обладают необходимыми корреляционными свойствами.
Максимальное количество адресов, для которых уровень боковых лепестков корреляционных функций не превышает )/ДТ, приближается к РТ. Сигналы ЧВМ также являются разновидностью сигналов, различаюшихся по форме. Их также можно разделить как согласованными фильтрами, так и корреляторами. Отметим в заключение, что в технической литературе имеется описание большого числа различных систем связи со свободным доступом.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
