Калмыков В.В. Радиотехнические системы передачи информации (1990) (1151851), страница 33
Текст из файла (страница 33)
Структурные схемы устройств фазовой синхронизации с квадратичной."" иелиненной обработкой модулированного сигнала (а), с кввлратурными иянвламн (б) и с обратной связью но решению (в) где С(с) Р Т (5!Пи/Тв ')~ и/хо / 2об гармонику частоты 2!о„которую можно отфильтровать полосо-','-"" вым фильтром (схема Пистолькорса) или ФАПЧ (схема Сифо-;, рова).
Разделив эту частоту на 2, получим частоту ою. Так как во',:, всяком нелинейном элементе при малом отношении сигналчпомеха!,': помеха подавляет сигнал, то перед схемой возведения в квадрат,!:: желательно включить фильтр. Принципиальный недостаток этой схемы, как, впрочем, и всех'-,'! других, — неоднозначность оценки фазы: изменение фазы вход-':,;.':. ного сигнала па л ие отражается на фазе выход1юго сигнала '::,' Следствием этого является так'называемый эффект «обратной';::.) работыа (ииверсия принятой последовательности символов).
Для:)5 устранения обратной работы используется относительная фазовая"'-,' модуляция (см. гл. 6). В схеме Костаса (рис. 12.6,б) входной сигнал раскладывается':!: на две квадратурные составляющие: Аохчсозср(!) и Аохчз(п!р(/),;":! которые затем в результате перемножения дают напряжение„,:. пропорциональное Аоз!и 25р ((). Этим напряжением„предваритель ',:,':! но отфильтрованным низкочастотным фильтром ФНЧ, с характе-,",",', ристикой Кз(/), управляется по частоте генератор так, чтобы:::,' свести к минимуму фазовое рассогласование ср(!). Оптимальнаж:.," форма частотной характеристики ФНЧ! К5Щ, минимизирующая": погрешности измерения фазы (р(1), определяется спектральнымц.,'-:;".
плотностями полезного сигнала на входе фильтра ЙД) и шума:",',. )У(/). Прн белом шуме Г(/)+ О б)Ч (12.1о)..' 11з (12.16) следует, что при малой спектральной плотности мощ! . !и шума фильтр ФНЧ, практически не нужен, а при большой должен быть согласован с входным сигналом. Для этих двух :; ! ! айиих случаев дисперсия флуктуаций фазы соответственно рав'„но о'о=!/(чйз и озожЗ/4ЯЙ« и определяется отношением сигнал. ::, и!! м и параметром 9.
Схемы с квадратичной обработкой и Кос!а!!! а при отсутствии частотных нестабильностей несущей облада)дч одинаковой точностью оценки фазы !р. Однако с позиций тех.:,!!нчсской реализации схема Костаса проще и технологичнее, так .:кнк в ней отсутствуют,полосовые фильтры. Кроме того, при час',::то ных сдвигах несущей, например за счет эффекта Доплера, точйв "гь оценки фазы в этой схеме выше, потому что фильтрация :!! ш нала осуществляется после отслеживания частоты в более уз":ичн! полосе. Неоднозначность отсчета фазы в схеме сохраняется. Дальнейшего улучшения характеристик УФС можно достичь, .ь,с!х при формировании опорного сигнала использовать дсмоду,Вчн)н ванные посылки.
Такое устройство, называемое УФС с обратч!н!!! связью по решению (рис, 12.6,в), позволяет получать мини;Ух!н,!ьиую дисперсию ошибок в оценке фазы, так как все операции !и.!л сигналом при малой вероятности ошибки на символ в схеме ":;ач"«йны. Задержаш!ый принимаемый сигнал перемпожается с '!!5о!г!аповленными посылками и затем получаемый гармонический ;:мл!! нал несущей частоты фильтруется с помощью системы ФАПЧ. '-„1) '.«мент включения УФС, когда фазы опорного и принимаемого !" и. нилов пс совпадают„посылки восстанавливаются с большими ис;!ал!кгииями, по по мере уменьшения фазового рассогласования нх т! верность растет и схема входит в режим синхронизма.
Как н р)!с! !;Редыдущие схемы, УФС с обратной связью по решению обла- ':41;!с иеодпозпа нюстью отсчета фазы. 12.4. ТАКТОВАЯ СИНХРОНИЗАЦИЯ Для обеспечения оптимального приема дискретных сигналов не- "55!бх! лима тактовая синхронизация демодулятора приемника относи:"т х; ио потока гпоступающих на вход посылок.
Тактовые импуль,::у!ч (ТИ), временное положение которых совпадает с моментами :,'окончания посылок, управляют работой интеграторов при корре;;лн!.;! опиой обработке сигнала илн используются для снятия от',а ч, !а напряжения с выхода согласованных фильтрдв. При неон-а!.мзльиом приеме ТИ используются при регенерации посылок. :::":11!о!иыо этого, ТС необходима тогда, когда квазисинхронные пото'.;:(хн имволов разных источников объединяются в один поток.
Поскольку при случайном характере передаваемой информаз:щ!и спектр радиосигнала сплошной и расположен в области несу,'-',;,и! й частоты, то оп не содержит составляющей тактовой часто.!~~5 5ы Поэтому для обеспечения ТС сигнал должен быть соотвст!::;еш)тощим образом обработан. Необходимо отметить, что инфоре~мз!!н!о о тактовой частоте в СПИ с простыми сигналами можно '.;!и!,!!!слить только из сигнала, в котором модулирующие посылки 251 меняют свое значение. Сигнал, модулиронннный посылкой одного.", знака, информации о тактовой частоте не несет. Чтобы предот",! вратить появление длинных последовательностей одного знака„: часто используют специальные устройства рандомизации потока' Например, в кодере СПИ с ОФМ выходные символы у; связаны::;:. с входными х; соотношением у;=у; 1Юхь при этом последователь-.: ности одного знака ачреобразуются в меандр.
При создании устройств тактовой синхронизации (УТС) необ-,': ходимо найти алгоритм, обеспечивающий наилучшую (в смыслй выбранного критерия) оценку временного, положения сигнала. Ин: теории оценок известно, что эта задача сводится к определени:" максимума функции правдоподобия Л(т).
Максимум функци Л(т) можно найти устройством с параллельным анализом на инс тервале неопределенности (О, Т,) или с последовательным (еле,; дящие УТС). Первый тип устройств позволяет определять т ч ' минимальное время, однако нз-за сложности реализации применяется редко. В следящих УТС в произвольной точке вычисляется значение производной функции правдоподобия — ~ (иногда етцй дЛ»)~ дт дополнительно значение Л(тт)), а затем по этому значению в ре*„-''. шающем устройстве оценивается наиболее вероятное положение"; максимума Л(т))=тпах. Следующее вычисление производится Ф:, ~очке, которая позволяет оценивать положение максимума с наи;' большей достоверностью. Ею могла бы являться координата мак( еимума функции Л(т).
Однако система слежения в этой точке оказывается нечунствительной к изменению временного положений' входного сигнала, так как — ~ =О. Поэтому целесообразно( дй (т) дт следить за точкой, где произнодная дЛ(т)/дт и значение Л(т) до:-::. статочяо большие. Если передаваемый сигнал известен, то опреде,: ление Л(т) заключается в нахождении модуля функции взаимной': корреляции принимаемого сигнала и опорного. В СПИ это прин'.', ципиально невозможно, так как передаваемая информация носит,' случайный характер.
Прн этом оптимальный алгоритм вычислений:,::. Л(т) оказывается слишком сложным н его целесообразно прим "'!- нять лишь для получения оценок потенциально достижимой точ-: ности измерения фазы. На практике используют квазиоптимальные алгоритмы, реали ~ ауемые на базе демодулятора посылок без синхронизации. Сигна,:-.' лы с выходов согласованных фильтров детектируются и их раз-' ность затем подается на решающую схему (РС). Момент смены.
знака содержит информацию о фазе тактовой частоты. В качествв.' примера рассмотрена работа демодулятора двоичных х1М сигна-',, лов (рис. 12.7,а). В отсутствие шумов сформированные импульсы ТС имеют постоянный временной сдвиг 732 относительно тактовых~ импульсов посылок (рис. 12.7,б). При действии шумов их времен-:,' ное положение изменяется. Дисперсия флуктуацт)й определяется'. отношением Ьх, видом модуляции и способом обработки. При ко; 252 Рис.
12.7, Структурная схема демодулятора двоичных чзстотио-мвиипулировви- иых сигналов (а), впюры нвпрьжсиий в различных точках сс. вллюстрируюшис формирование тактовых импульсов (б), к определение дисперсии флуктуаций фазы импульсов тактовой синхронизации (в) герентной обработке амплитуда сигнала в точке ! при отсутствии шума ранна Е, а флуктуации имеют гауссовский закон распределения ти(и) с дисперсией Ед(с. Поэтому, как это следует из рис. 12.7,в„при больших значениях Лв=Е/)т', флуктуации фазы сформированных импульсов ТС также будут подчиняться гауссовскому законУ си(т) с диспеРсией авт=7 "())х- ДлЯ повышении точности окончательную оценку фазы тактовой частоты производят по ряцу измерений в следящем фильтре.
Для этого во временном (фазовом) дискриминаторе ВД сравнивают последовательности сформированных и опорных импульсов. На~пряжение с выхода дискриминатора определяется разностью фав. Опорный генератор управляется по фазе так, чтобы свести это рассогласование к минимуму. По своей структуре, алгоритму работы и характеристикам следящее УТС подобно ФАПЧ. Принциниальное отличие здесь заключается в форме фазовой характеристики н во входном сигнале, представляющем собой случайную последовательность импульсов, статистические характеристики которой определяются передаваемой информацией. Существуют различные способы практической реализации следящих УТС, нз которых наиболее распространены устройства с дискретным управлением (рис.
12.3). Последние позволяют получать высокую точность слежения н могут быть реализованы на сонременной элементной базе с цифровыми методами обработки сигналов. Принцип работы УТС с дискретным управлением основан на смещении фазы сигнала, формируемого управляемым делителем частоты УДЧ при добавлении или исключении одного 283 Рнс.
12.8. Структурнвн схема устройства тактовой синхронизации с дискретным уцрввлением импульса на его входе. Точность управления фазой (шаг под- ':;;" строики) определяется коэффициентом деления Кд„. В качестве;:,:,' фильтра в цепи обратной связи используется интегратор, выпол- -':-.;. ненный на основе реверсивного счетчика. В реверсивном счетчике,"."!. подсчитывается разность числа импульсов, поступивших с выходов ВД 1 и 2. Если она превышает емкость счетчика ЛЬ.„то иа':.-; соотвстствующем выходе формируется команда, которая в УДЧ,':": приводит к смещению фазы опорного сигнала в требуемую сто- '-,." рону.
Емкость реверсивного счетчика Лс определяет число импульсов, по которому выносится оценка о знаке рассогласования,:=: и соответственно помехоустойчивость УТС. При проектировании дискретного УТС важно правильно вы-,;=,,' бРатЬ ЗНаЧЕНИЯ Лтсс И Кдсл. Зиан Кдсл И ДЛИТЕЛЬЬ!ОСТЬ ПОСЫЛКИ Т можно определять шаг подстройки И=Таис . Время, через которое произойдет коррекция фазы опорного сигнала, Т,=2Ль„Т„ где коэффициент 2 учитывает случайный характер появлеьшя импульсов на входе ВД.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
