Калмыков В.В. Радиотехнические системы передачи информации (1990) (1151851), страница 32
Текст из файла (страница 32)
Оценим влияние погрешностей УФС и УТС на достопсрп юзь принимаемого сообщения. Устройство фазовой сннхро!шзяции входит в состав когерентиого демодулятора и обеспечипие! совпадение по фазе напряжения местного генератора и пес)и!сй частоты. Погрешности Агр УФС приводят к уменьшению 243 ф ряс !2 ! Структурные схемы разомкнутой (а) я ззмккутой (6) сястемм фззо зой сянхроккззпкк пкрптсльно подвергается в приемнике нелинейным преобразованиям.
В общем случае УС должно содержать входной преобразова!сль ВП, в выходном сигнале которого содержится колебание требуемой частоты и фазы. Этим колебанием синхронизируется местпь!й управляемый генератор УГ. Для уменьшения дисперсии ;::" флуктуаций фазы, возникающих из-за действия помех, синхросигпял предварительно фильтруется полосовым фильтром. Различают УС разомкнутые (рис. 12.!,а), в которых синхроколебание фильтруется полосовым фильтром (аналоговым или цпфровым), и замгснугые (рнс, 12.1,б), построенные на базе сисзск! фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Б замкнутых сне!омах колебание синхронизируемого УГ в фазовом детекторе ФД сравнивается по фазе с входным колебанием. Затем сигналом рассогласования УГ управляется по частоте такс, чтобы свести ато рассогласование к минимуму. Сглаживание сигнала раосогла- 5-: сования осуществляется низкочастотным фильтром ФНЧ.
Принци!шяльным достоинством системы ФАПЧ является то, что она представляет собой следящий фильтр, в котором иумовая полоса (''::,'. 1„, может быть достаточно узкой независимо от диапазона измеш'ппя частоты входного колебания. отношения сигнал-шум на выходе устройства обработки, а при фазовой модуляции к изменению коэффициента корреляции меж- ду сигналами в ансамбле ()з(увир) = (2Е/Асс)оозцлф — с)ясо яя (12.1) П оэтому, оценивая достоверность принимаемого сообщения с уче-:.( том ошибок ФС, можно ввести условную вероятность ошибки Ро (Лир).
Если скорость флуктуаций ошибок ФС мала (интервал:::,:" корреляции случайного процесса Лир(1) много больше длительности посылок, т» .аТс), средняя вероятность ошибок Рсаи Ьсу) =,~ Рош (АсР) пи (АиР) с(биР (12.2) Сложность зависимости Р,ю(бср) не позволяет получать точной форинулы для Рев,(бгр) (рис. 12.2еп). Поэтому пользуются лииных бо приближенными соотношениями, найденными при тех и,;-'( ил ЭВМ. ых упрощениях, либо численными методами с привлечением Влияние ошибок ФС на помехоустойчивость можно оценить по приближенной формуле, справедливой для систем с фазовой модуляцией любой кратности пи 1311: (АЧ) =1 — Ф( —" (12.3) т (1+ 2а~з Лз)игз Значение ое .на рис.
12.2,а и в (12.3) задано в радианах. Погрешности тактовой синхронизации т приводят к тому, что момент отсчета напряжения на выходе коррелятора или согласованного фильтра не соответствует моменту окончания посылки. Тогда при смене символов на входе решающей схемы будут на- р,.(й(г) и АФ и и' м' м-.и м' l Ю и м л'лд ! ж ьи где с>) Рис. 12.2. Зависимости вероятности ошибки когерентного приема противоположных двоичных сигнзлов при наличии погрешностей фвзовои (а) и тактовой (б) синхронизации (законы распределения (и" (ср) и %'(С) гауссовские) 2че и) капливаться сигналы от посылок разного знака и отношение сигнал-псум с)я уменьшитсн: 2В (* 2 (т)~ (12.4) = — „~~ — —,) =- "',1)ис>ся условную вероятность ошибки Р, ($) и зная закон изме";:-пения мс(й), можно вычислять среднюю вероятность ошибки (Ус ($) аналогично (12.2).
Как и в предыдущем случае, количе',;сезонные результаты можно получить численными методами. :()псибкн тактовой синхронизации, в отличие от фазовой, будут :,::::(ил пять только на прием чередующихся символов. Для случай,:поп последовательности двоичных символов вероятность смены ::;силка равна 0,5, а средняя вероятность ошибки (рис. 12.2,б) Р, (й) = 0,5 (Р', Я +,Р, 1, ::.-идс Р, — вероятность ошибки при идеальной тактовой сиихроня!:,:,:.с! цин. Интересно сравнить степень влияния на помехоустойчивость ') ошибок фазовой и тактовой синхронизации при заданном отноше',". нии спгнал-шум в канале. Для этого допустим, что тактовая час!-"Гтосл формируется нз опорной, равной частоте несущей, путем деления ва йл. Тогда флуктуации фазы тактовой частоты будут "'-' меньше флуктуаций фазы опорной частоты в йл раз.
Из этого еле;-::дуст, что в режиме слежения, когда неоднозначность отсчета фа;;;сии тактовой частоты устранена, в основном будут влиять на по",::.,' мехоустойчивость ошибки устройства фазовой синхронизации. Это '! уивер>кденне справедливо и тогда, когда опорная и тактовая час; тоты формируются от разных генераторов. 12.3. ФАЗОВАЯ СИНХРОНИЗАЦИЯ 122.1.
ФАЗОВЛЯ АВТОПОДСТРОЙКЛ ЧАСТОТЫ Система ФЛПЧ (см. рис. 12.1,б) является основным звоном устройств ;" синхронизации отсчетов времени. Оив в том или ином викс входит в УФС н У1С, ссисцтуляторз и служит для фильтрации синхроколебзння. Работу ФАПЧ мо:кво хвриктеризоввть рекеямзмн слежения и захвата. В режиме слежения '.;,' симпы входного и опорного сюивлов одиняковы. С фазового детектора свимсгтся напряжение, пропорциональное сов ср, где ср — разность фве между исиолнсчис и опорным сягнзламн.
Этим ивсиряжением управляется по частоте (фи~с) У1 твк, чтобы свести рвссогишсоввнисе к и/2. Включив фзаоврвщвтель ил гс,'2, мохщо компенсировать постоянный фазовый сдннг между входным и опорным сигнзламн. В установившемся режиме значение ср определяется парамшргмн ФЛПЧ, начальной равностью частот между входным н опорным сигизлзми и уровнем шумов нв входе. Если рпстему ФЛПЧ рассматривать каис сссиирсхполюснсж, в котором выходным сигналом являются колебания УГ, то по своим свойствам онв подобна следящему полосовому фильтру. Харяктери";:";;::. мнизть работу такого следящего фильтра можно следующими пвраметрамис ссиуисовой полосой Ем (полосой пропускзмия).
авода в сипхронизм. В первом случае на вход УГ следует подать пилообразное ''' мзпряжение, которое изменяет его частоту. В определенный момент разность частот входного и опорною снгизлов оказывается такой, что происходит захват н система входит в синхронном. Амплитуда пилообреэного напряжения должна обеспечивать перестройку генератора в требуемом дивизионе чзстот, з его период должен быть достаточен дли завершения переходных процессов в системе ФАПЧ. При этом методе можно время поиска Т„ориентировочно оценить й« по формуле Т, пЛ///э . Поиоковзн процедура вводи в сиихршшзм особенно эффекгввнз, когда Л/))Рш. Добиться уменьшения Тсх можно также изменением периметров ФАПЧ В 11 и /«(д).
нз э«зле вполз в синхронном можно расширить полосу пропускзния '.'„". 'ФАПЧ или увеличить коэффициент передачи (1. После того кзк поиск будет",:! звверп«ен, эти параметры необходима сделать такими, чтобы обеспечввзлось ','.: г«ужнсе качество слежения.
Выбор оптимзльного режима требует моделирова- "'" ния системы ФАПЧ. 12.3.2. УСТРОИСТВА ФАЗОВОИ СИ! !ХРОНИЗАЦИИ Системы передачи дискретной информации, в приемном тракте которых для демодуляции сигнала используется когерентиое ", опорное колебание на несущей частоте, получили название когерентных.
В качестве демодуляторов в них применяется согласо- .';:,';. ванный фильтр или коррелятор, а основной вид модуляции— фазовый Опорное напряжение несущей частоты формируется в устройстве фазоной синхронизации (УФС), реализуемом, как пра-:.! вяло, на базе ФАПЧ. Спектр сигнала Аоз!п!шс/+(х«)«р+«р(/)1,при равновероятной ".",„ передаче символов х«и девиации фазы «р=2п/пч не содержит ди.:, скретнай составляющей на частоте «ос. Один из способов ее вос-:-.": становления основан на том, что в спектре передаваемого радио--') сигнала оставляется составляющая достаточной мощности на несущей частоте. Для этого девиацию делают равной (2п — «р)/пг.
!'::: Другой способ предусматривает использование сигнала с пол-::,, ностью подавленной несущей. Чтобы при этом восстановить песу- -!.'. щую, сигнал подвергают нелинейным преобразованиям. Рассмот- ' « рим способы ФС и оценим их целесообразность в тех нли иных,:; конкретных ситуациях. Спектр сигнала с неполностью подавленной несущей состоит,„:": из дискретной и непрерывной составляющих, т. е. смешанный.::;.
Для двоичной ФМ сигнала дискретная составляющая на частоте -' шс Азссозз«Г/2. Неп!рерыаная часть спектра связана со случайным ".:,'!" чередованием нулей и единиц в сообщении и определяется как 6 ( ) 2АзТ:,Пз ф Мп'!(ы — ыс) Тс/2) (!2.11) 2 Пег — «оо) Тс/2В Для двоичной ФМ с произвольной девиацией фазы ф при идеальном канале синхронизации вероятность ошибки р„=1 — Щ )/ йз(1 — гг,) ), (12. 12) 248 1 тс где гш= —, ) з,(/)зз(/)«//=сон«р — коэффициент взаимной корЕа о реляции сигналов з«(/) и зз(/).
Из (12.12) следует, что вероятность ошибки оказывается минимальной при «р= — и. Однако в шсм случае в спектре сигнала будет отсутствовать дискретная сог«авляющая на частоте шо. Соотношение между мощностью ди:,'::: скретной составляющей и,мощностью непрерывной составляющей. ", зависит от девиации фазы «р. Изменяя значение ф, можно добить-',' ся оптимального режима работы системы передачи в целом. Под -;"оптимальным режимом следует понимать такой, для которого ),. при прочих равных условиях достигается минимальное значение ; вероятности ошибки. ч. В канале синхронизации дисперсия флуктуаций фазы Рш(Ма+6(/«)) /узрш ! Р 7' (дз ф (12 13) Р соз «р/2 Р *оззф/2 2 Влиянием ошибок синхронизации на р с,(Л«р), как ранее ука- «:зь«вилось, можно пренебречь при о„~ (0,2...0,3). Поэтому, если ;::::допустить, что на передачу информации отводится большая часть г мшцности сигнала, то рассматриваемый способ формирования 1 ':;г1!ихросигпала можно применять прн ()= )'1О.
Это ознаРшт :,,:,эьш„что полоса прспускания фильтра Р в канале сиихрониза- ."тппи должна быть существенно меньше ширины спектра инфор- .;::,миционного сигнала. В противном случае помеха, создаваемая ::::;р!«М сигналом, делает прием неэффективным. Оптимальное соог- зсп«и!«ение между мощностью синхросигиала Р„, и полной мощ- ':,'"1китью сигнала Р, с учетом ошибок, вносимых СС, можно оце- й пить по формуле (36) ! "- (' ')(Г" (''-'-.')1' '! .'„")пь«стим, что когда Я велико по сравнению с Аз, (Р.,/Р,),,= 1/)///х().
Использование части мощности сигнала нз синхронизацию „;:-:, приводит к потере помехоустойчивости. Этога можно избежать, ,':,'ш лп выделить сиихросигнал непосредственно из принимаемого :, п)«сы нелинейного преобразования. В зависимости от этой про- ;: кг «уры различают три вида схем: с квадратичной нелинейной обработкой сигнала (схемы Пис- к':";1 .1ш'орса, Сифорова); ФАПЧ с квадратуриыми каналами (схема Костаса); , обратной связью по решению. Дпя схемы с квадратичной обработкой (рис. 12.6,а) получае- Ф,'ь«1«й па выходе нелинейн о элемента сигнал будет содержать 249 Вихор У (а 5вх . г 1 «У' Рис. 12.6.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
