Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151796), страница 71
Текст из файла (страница 71)
Для уменьшения уровня остатков можно идти на увеличение чис- . ла элементов М-последовательности, например, до 511, 1023 и более. Применение весовой обработки для уменьшения остатков осложняется, если приходится учитывать различные скорости целей. Построение оптимальных фильтров при большом числе элементов М-последовательности конструктивно выполнимо, но значитель. но сложнее, чем для частотно-модулированных сигналов. Чтобы оп.
тимальпый фильтр мог работать в диапазоне скоростей, можно со. ставить его из элементов, рассчитанных на обработку отдельных частей сигнала, а суммирование снимаемых с них колебаний ос) ществ лять с помощью нониусных линий задержки, как на рис. 6.5, $ б.15 881 Рис, 6,60. Сечение плоскостью г = О тела неопределенности импульсного сигнала, фазо-манипулированного М-последовательностью (манипуляция О, л) [136) Временной йискриминатор гриня райипси Ф а 1- Схема Выработки ОлО~) них нащ)янгеник Рис. 6.61. Пример корреляционно8 схемы автосопровождения по дальности для импульсного фазо-манипулированного О, и сигнала (а, б, в — последовательности рис.
6.62) 388 Принятый радиосигнал а) ч) ф г) ф ) Вяорные Видеонапряжения еноднлиро данный раЕиосигнал Рис. 6.62. Пояснение работы схемы автосопровождения по дальности (рис 6.61) и принципа автосопровождения по скорости При работе по ограниченному числу целей, особенно в режиме автосопровождения, вместо фильтровых можно использовать корреляционные (корреляционно-фильтровые) схемы, Пример корреляционной схемы автосопровождения по дальности для импульсного фазо-манипулированного сигнала приведен на рис. 6.61. Как и рассмотренная ранее схема (рис.
4.18), она содержит временнои дискриминатор, интегрирующий усилитель, схему управляемой временной задержки и схему выработки опорных напряжений. Временной дискриминатор состоит из двух корреляторов и схемы вычитания, На корреляторы подаются сдвинутые во времени на тв опорные напряжения. Генерация этих напряжений осуществляется, например, с помощью схемы формирования М-последовательности, а временной сдвиг на тв — с помощью линии задержки, как показано на рис, 6.61 (другой способ формирования задержанных последовательностей отмечался в ~ 6.14). Сигнал ошибки после интегрирования управляет задержкой импульса запуска генератора опорного напряжения.
Опорное напряжение можно вырабатывать на видеочастоте. Тогда интегрирование в каждом корреляторе следует проводить на промежуточной частоте, а для перехода на видеочастоту поставить перед схемой вычитания детекторы. Дискриминационная характеристика ид(т) временного дискриминатора при отсутствии расстройки по частоте Допплера представляет собой разность двух взаимно сдвинутых на тв автокорреляционных функций и (т) р(т + — ', О) — р(т — — ', О). Режим автосопровождения по дальности дополнительно поясняется рис.
6.62, а, б, в, где показана радиочастотная последовательность О,п принятого сигнала (а) и две сдвинутые относительно нее видео- частотные последовательности опорных напряжений (б, в). При нулевом сигнале ошибки одна из них опережает на т,/2 радиочастотную, а другая отстает. Наряду с отслеживанием дальности можно осуществить отслеживание по частоте Допплера, т.
е. по скорости. Для этого достаточно демодулировать принимаемую фазо-манипулированную последовательность, сняв с генератора М-последовательности ф 6Л5 389 (рис. 6.61) колебание (рис. 6.62, г) через линию задержки на т,/2. Перемножая радиочастотное колебание (а) и видеочастотное (г), можно получить немодулированное колебание промежуточной частоты (д). Обрабатывая его с помощью частотного или фазового дискриминатора, как в ~ 6.8, можно осуществить перестройку гетеро- дина в соответствии с частотой Допплера. Следует иметь в виду, что не только в режиме импульсного, но и непрерывного излучения сигналов, модулированных М-последовательностями, время когерентного накопления ограничено. Ограничивающим фактором, о котором уже упоминалось выше, является конечная длительность времени корреляции флюктуаций отраженного сигнала (или иначе, отличная от нуля ширина спектра флюктуаций). За пределами этого времени когерентное накопление может быть дополнено некогерентным.
Сигналы, манипулированные по фазе, в том числе М-последовательностями, могут использоваться не только в радиолокации с пассивнь|м, но и с активным ответом. ф 6.16. Некоторые разновидности импульсных фазо- манипулироваиных сигналов Чтобы облегчить построениеоптимальныхфильтров, были предложены видоизмененные псевдослучайные коды (Д-коды) с числом элементов и = 2, отличающиеся тем, что фильтр с оптимальной импульсной характеристикой для этих кодов может быть построен путем использования лишь т = 1од ап линий задержки без каких- либо дополнительных отводов. Например, для и = 128 —:1024 число .- линий т = 7 —;10. Фильтр строится из однотипных звеньев. На рис.
6.63 показано устройство одного (й-го) звена. Оно имеет по два независимых входа и выхода, линию задержки на время 2' — ' т, и две схемы алгебраического суммирования, дающие сумму и разность. Кроме фильтрации, такие звенья могут использоваться при формировании зондирующих импульсов. Пусть радиоимпульс длительностью тв (рис. 6.64, а) подается на соединенные между собой входы первого звена.
Тогда на выходе сумматоров схемы рис. 6.63 (й = 1) получим по два сомкнутых им-' пульса, соответственно с одинаковыми и противоположными начальными фазами (рис. 6.64, б), которые могут быть поданы на входы второго звена. Возможны два способа соединения звеньев— без инверсии (рис. 6.65, а) и с инверсией (б). Рис. 6.64, в описывает выходные напряжения второго звена при подключении без инверсии. С инверсией или без инверсии эти напряжения подаются на третье звено*, на выходах которого получаются напряжения вида * Подбирая форму тела неопределенности, иногда меняют порядок распределения задержек по звеньям, вводя новый термин «Б-код». 390 5 616 л Автокорреляционная Функция о; з 1; 0; 1; 4 о; 1; 0; 1; 0; 5 1; 0; 11 0; 1; 0; 7 1; О! 1 ! 0; 1; 0; 1; О; 11 1; О; 1; О; 1; О; 1; О; 1; О; 1; О; !З 4 4 5 7 !1 1З Синтезируя фазо-манипулированные сигналы, надо иметь в виду следующее обстоятельство.
Отличие фазо-манипулированных сигналов от частотно-манипулированных и частотно-модулированных стирается, когда дискретный закон изменения фазы первых приближается к более плавному закону изменения последних. Пусть, например, фазо-манипулированное колебание содержит п=~' элементов в виде ~ групп (Й =1, ...., ~1) по 17 элементов (р, =1, ..., ~). Начальная фаза элемента колебания <р~„пропорциональна номеру элемента 1р»„= а7, 14, сам же коэффициент пропорциональности а7, = Ай пропорционален номеру группы (где, например, А =27т/~7). ЗЭ2 $6.! 6 рис..6.64, г. Схема соединения звеньев, соответствующая рассмотренным преобразованиям импульсов (рис. 6.64, а, б, в, г, д), показана на рис.
6.65, а. Оказывается, что одни и те же звенья можно поочередно использовать для формирования зондирующего сигнала и фильтрации принятого. Для перехода от одного режима работы к другому достаточно произвести дополнительные инверсии съема и соединения первого звена со вторым. Работа системы звеньев после такой инверсии иллюстрируется на рис. 6.64, е, ж, з, 74, к.
Легко убедиться в попарной зеркальности функции !р4(г) и 4174 (1), а также ср4(7) и — 1174 (1), что подтверждает возможность использования одних й тех же звеньев при передаче и приеме. Отличаясь, таким образом, простотой формирования и обработки, рассматриваемый сигнал имеет, однако, меньшую хаотичность, чем манипулированный М-последовательностью.
Поэтому остатки тела неопределенности распределяются в этом случае заметно менее равномерно. Их максимальные выбросы больше, чем для импульсных сигналов, модулированных М-последовательностями, хотя и для таких сигналов эти остатки велики при малом и. Меньший уровень остатков(1/а) при малых п, но только на оси г (при Р = О), имеют импульсные сигналы вида рис. 3.36, а, Подобные сигналы известны до 77=13 (см. таблицу). Это значит, что в каждой из ~ групп фаза меняется линейно от элемента к элементу, а скорости изменения фаз в различных группах разные. При этом в целом имитируется частотно-манипулированный радиоимпульс, эквивалентный линейно модулированному по частоте.
Соответствующее сходство имеется и в телах неопределенности. Д. ОСОБЕННОСТИ ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ ПРИ ДЕФОРМАЦИИ ИХ ОГИБАЮЩЕЯ Учитывая эффект Допплера, во многих случаях можно не принимать во внимание деформацию комплексной огибающей из-за движения целей, флюктуаций вторичного излучения и т. д. (см. 9 6.2). Имеется, однако, ряд случаев, когда такая деформация должна приниматься во внимание. Так, при обработке результатов многократных измерений следует учесть, что в результате движения цели меняется время запаздывания от зондирования к зондированию, а огибающая сигнала может растягиваться. Подобный анализ уже проводился в гл. 4, но он не учитывал возможности непосредственного измерения скорости цели по одному когерентному радио- импульсу и влияния этой скорости на отсчет дальности.
Поэтому необходим дополнительный анализ потенциальной точности измерений и возможного подхода к отысканию оптимальных оценок при использовании когерентных сигналов большой длительности. .Такой анализ необходим и при однократном измерении, если прогнозируется дальность до цели в некоторый момент времени после облучения ее зондирующим импульсом. Без дополнительного рассмотрения этих вопросов сравнение между собой сигналов различной формы нельзя считать достаточно полным. Искажения закона модуляции могут иметь место также за счет быстрых флюктуаций вторичного излучения цели. Влияние этого фактора, также учитывается ниже.
Наконец, учитываются искажения сигналов за счет эффектов, связанных с особенностями распространения радиоволн в диспергирующих средах. $6.17. Многократные измерения и обобщенные диаграммы неопределенности Для упрощения анализа в отличие от гл. 4 будем рассматривать лишь детерминированное движение цели, а неизвестную радиальную скорость о, = и — считать постоянной.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
