Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации (1970) (1151796), страница 69
Текст из файла (страница 69)
Информация об угловом положении при частотном сканировании содержится в средней частоте отраженного сигнала, а информация о дальности — во времени его запаздывания относительно начала зондирования данного направления. Возможны схемы корреляционно-фильтровой обработки с фиксированной частотой гетеродина (рис. 6.52) и с использованием в 376 э 6,12 Рис, 6.52. Схема обработки при частотном сканировании с немодулированным гетеродинным напряжением (ОФ вЂ” широкополое. ные фильтры) Рис. б.53. Схема обработки при частотном сканировании с использованием в качестве гете.
родинного напряжения зондирующего сигнала (ОФ вЂ” узкополосные фильтры) (ьи ) й Во втором случае система определения дальности есть многоканальный анализатор спектра. Номер фильтра дает информацию о частоте биений, а значит, о дальности до цели. Угловая координата цели определяется по времени ~з — ~в (рис. 6.51): где Оа характеризует угловое положение сектора обзора в пространстве (см. рис, 6.50). Для определения угловой координаты дополнительных каналов не требуется. Рассмотренные схемы не исчерпывают всех возможных вариантов оптимальной обработки сигналов при частотном сканировании и непрерывном излучении, Они, однако, представляют определенный интерес и, более того, ряд результатов легко распространить на случай зондирования пространства длинными частотно-модулированными радиоимпульсами.
)3В Зак. 1200 377 качестве гетеродинного напряжения самого зондирующего сигнала с изменяющейся во времени частотой (рис. 6.53). В первом случае угловая координата цели отсчитывается по номеру фильтра, на выходе которого имеется сигнал, а дальность— по времени запаздывания сжатого отраженного сигнала по отношению к моменту появления в данном фильтре сжатой части зондирующего сигнала.
Коэффициент сжатия сигнала в каждом канале характеризуется величиной произведения Г.МЕТОДЫ РАДИОЛОКАЦИИ ПРИ ЗОНДИРОВАНИИ ПРОСТРАНСТВА ШУМОПОДОБНЫМИ ФАЗО-МАНИПУЛИРОВАННЫМИ КОЛЕБАНИЯМИ ф 6.13. Задача реализации игольчатого тела неопределенности В предыдущих параграфах были рассмотрены тела неопределенности некоторых сигналов и методы радиолокации, связанные с использованием непрерывного немодулированного и частотно-модулированного излучения. В рассмотренных случаях за счет увеличения длительности сигнала тело неопределенности сжималось вдоль оси Р. Линейная частотная модуляция приводила при этом к скосу тела неопределенности, т.
е повороту плоскости егосимметрии вокруг оси р (т = О, Р = О). Из ч 6.4 известно, что объем тела неопределенности при всех его преобразованиях не меняется, причем ~'~. = 1. Не меняется он и для сигнала в виде когерентной пачки, распределяясь по ряду пиков. Важным случаем перераспределения объема тела неопределенности является сжатие небольшой его части порядка 1/т„П„=: 1/и в остроконечный пик единичной высоты с вершиной при т = О, Р = О и рассыпание основной части на возможно большей площади плоскости т, Р(рис.
6.54.). Здесь величины т„и П„характеризуют длительность сигнала и ширину его спектра, и — возможный коэффициент сжатия, 1~П„и 1Т/„— размеры пика тела неопределенности по осям т и Е. Заменяя объем тела неопределенности У~ суммой объемов пика 1/, и рассыпанной части 1'„из условий ~'~. = 1/, + 1', = 1 и 1/, 1/и, имеем 1/, = 1 при и)) 1. Если бы удалось рассыпать тело неопределенности равномерно по площади прямоугольника 2т„х2П„, то К, = 2т„х 2П„р' = 1, откуда высота слоя рассыпанной части объема (1) 2 ~/т„О„ Нетрудно пояснить, что величины т„и П„примерно определяют границы тела неопределенности. При временном сдвиге принимаемого и ожидаемого сигналов таком, что ~т~ = т„, функция р(т, Р) обращается в нуль; при допплеровском сдвиге ~Р1 ) П„корреляция сигналов также нарушается.
Границы тела (2т„х 2П„) условны, поскольку сигнал не может быть ограничен одновременно и во времени и по частоте. Тем не менее, формула (1) правильно отражает тот факт, что с увеличением произведения т„П„ уменьшается значение р вне пика. Обсудим возможные способы приближения к идеализированному телу (рис. 6.54). Соответствующий ему сигнал должен быть продолжительным и широкополосным (т„П„)~ 1). Расспройки т, Р па- 378 4 Вла ости ш моподобного Рис. 6,54, Рельеф тела неопределеннос у сигнили жи аемых) должны независимо разрушать рыетров (ыюситежно ожидаемых ем т ебованию не удо й ~меющей закономерчастотной модуляциеи, Е Временной сдВиг раз о восстой характер, сли то согласованный с ним сд рушит корреляцию, то е еленности (рнс.
6.54), вит ее. Чтобы получить тело неопреде сть в законе модуляции. сущестВенна .ьсютич~ж~~ Подобную хаотичность ьо ь можно на людать д тельностью ти, имеющего имизи овать работу генера| оров, ШУ Ш МОВОИ СИ игнал не позволяет оптимизировать желательно б~~е и амплитуду. бный характер сигнала ить путем ~~~~ном~р~~е о изменения фазы за сч фазовой манипуляиии. б ыжвакнцы Воз ож- получают методы фазово" й манипуляции, о ес стого контроля изменен ия фазы сигнала. ность сравнительно прос Фазовая манипуляция мо ожет использоват ься при непрерывном . В некоторых случаях фазовая манипуля- и импульсном излучении. ижения уровня остат у ков вдоль оси т.
Пос- ция используется для сн ьности целеи, движу- леднее существенно при р р аз ешении по дал щихся с одинаковыми скоростями. ек ентных цифровых $ 6.14. Применение линейных рекурр и фазовой манипуляции последовательностеи при ия олжна производи иться по определенному ма"и"уляц д равилу в соответстви и с некоторои послед ( ФР '7 Р ной (цифры д=0,1,2, ..., 8, ), в о ВИТЬ В СООТВЕТСТВИЕ ОПРЕДЕЛŠ— 1). нный Каждои ц К " цифре д можно поставить в сти име, = — а 2л сти можно полагать, напр р, сдвиг фазы ~р .
В частности, 379 13В' (случай иного выбора сдвига фаз рассмотрим отдельно). При этом, если р = 2, то возможными фазовыми сдвигами будут, например, 0 и л, что эквивалентно умножению на +1 или — 1. Если р ) 2, то манипуляция будет многофазной. Задача получения шумоподобного фазо-манипулированного колебания сводится при этом к построению в достаточной мере хаотичной последовательности цифр дД=1, 2, ...). Цифровая последовательность называется рекуррентной, если по любым заданным т последовательным ее элементам можно найти следующий (т + 1)-й элемент, пользуясь одним и тем же правилом. Тогда это правило может быть последовательно (рекуррентно) использовано для получения (т + 2)-го, (и + 3)-го и т.
д. элементов последовательности. Рекуррентная последовательность называется линейной, если для нахождения какого-либо ее элемента используются линейные операции сложения и умножения предыдущих цифр на постоянную величину. При этом операции сложения и умножения цифр ведутся «по модулю р», чтобы их результат содержал только одну цифру р-ричной системы единиц. Модульное сложение отличается от обычного следующим. Если при обычном сложении двух цифр получится число, большее р — 1, то при модульном — из него вычитается р.
Так, например, при сложении цифр 6 и 8 «по модулю 10» получаем 4; при сложении цифр «по модулю 2» получим 1+О 1, но 1+1=0; при сложении «по модулю 3» имеем 1+1=2, но 2+2 1 и т. д. Операция умножения цифр «по модулю р» может быть определена как результат повторного модульного сложения одной и той же цифры. Например, при перемножении цифр 6 и 8 «по модулю 10» получится 8 (последняя цифра числа 48); при умножении цифр «по модулю 4» ЗХ2=2+2+2 =2 и т. д. Чтобы отличать модульные операции от обычных, сбоку отмечают (шод р).
Соотношения, получаемые при модульных операциях, в теории чисел называют сравнениями. Последовательность цифр, заданная сравнением д~ ~~ 9! 1+Й29~ »+ " +я 9~ (шоор), является, таким образом, линейной рекуррентной цифровой последовательностью Получение этой последовательности может быть осуществлено по схеме (рис. 6.55), где изображена линия задержки с отводами (или соответствующий цифровой регистр), умножители «по модулю р», включенные в отводы, и сумматор «по модулю р».
Если на вход линии подать сомкнутую последовательность видео- импульсов, амплитуды которых соответствуют цифрам д„д„..., д, а длительность импульсов т, соответствует времени задержки между отводами, то в момент времени, когда все импульсы войдут в линию задержки, на выходе сумматора образуется импульс с амплитудой д +1. Подсоединив выход сумматора ко входу линии задержки, мож- 380 э в.и ВВяу иа~агть ааслеуаЮ ьасли Умножение па мжуулчор Рис. 6.55. Общая схема генерирования р-ричной ре- куррентной последовательности но последовательно получить импульсы с амплитудами д +я, д +а и т.
д. Если р = 2, то умножение на коэффициент )г;(1 = 1, 2, ..., т), т. е. на 0 или 1, означает отсутствие или наличие подключения 1'-го отвода к сумматору. Поскольку число цифр и отводов ограничено, в процессе формирования последовательности наступает определенная повторяемость. В самом деле, число возможных вариантов цифр, поступающих на каждый умножитель равно р. Значит, число комбинаций этих цифр будет р . Из этого числа должна быть исключена чисто нулевая комбинация.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
