Финкельштейн М.И. Основы радиолокации (1983) (1151793), страница 78
Текст из файла (страница 78)
3. Частотное управление антенной решеткой. Изменение фазового сдвига между вибраторами, необходимое для сканирования луча антенной решетки, можно получить путем изменения частоты колебаний, возбуждающих вибраторы. В соответствии с формулой (9.2.1) направление максимума главного лепестка з(п Оо = (Х/2пЬ)<р = (с/Ь)<р/го. (9.2.7) Отсюда следует, что для обеспечения, например, линейной зависимости О, (при малых О ) от частоты го требуется, 446 УьМрисд литах а/' ад/хаааоту Рис. Эшя Фазоедвигвиниие элементы в виде отрезков филеров тельная диэлектрическая проницаемость фидера). При 1 ( Лэ формула (9.2.7) преобразуется к виду з(п Оо =. (Л/2пЬ) Ф = (Л/2пЬ) — =1)Гве/Ь, (9.2.9) Л/) се;~ т.
е. направление максимума О, не зависит от частоты (от- сутствие эффекта частотного сканирования). Если же 1 ~ Ле, то Ф = 2Ы/Ле — 2пй (А = 1, 2, 3, ...) згп О = (с/Ь) (2п//Ле — 2п/т)/оз = 1)/е~Ь вЂ” 2ийс/Ьт», (9.2,10) так что возникает возможность частотного сканирования с помощью обычного (недисперсионного) фидера со скоростью изменения положения луча т/ОоЫоз = (с/Ь соз О,) (2пй/озг), т. е. при заданных Ь и О, скорость сканирования тем боль- ше, чем выше й (чем больше отношение 1/Ле). 447 чтобы фазовый сдвиг изменялся по закону тр (оз) = йгот + /егоз .
(9.2.8) Если в качестве фазосдвигающих элементов использовать отрезки фидеров длиной 1, показанные на рис. 9.6, о (либо в виде схемы с параллельным питанием, рис. 9.6, б, состоящей из разветвителей и элементов задержки, длина которых отличается на 1), то сдвиг фаз тр = 2п//Лэ, где Ле —— — Л5'е,~ — — 2пое/оз — длина волны в фидере (оф —— = с/) ел, — фазовая скорость в фидере, а ее — относи- При использовании в качестве замедляющих отрезков между элементами антенны волноводов, с прямоугольным сечением следует учесть длину волны в волноводе (волна типа Нга) Х 2ас ')гг! — (Х/2а)' )ггга' аыл' — сг (а — размер широкой стенки), откуда з!и О, =- — у' оУа'! л' — с' — 2хйс(Ьи.
аьм Если, например, размер широкой стенки волновода а = 0,7621„где Х, — длина волны, соответствующая положению луча по нормали к плоскости, в которой распо- ложены излучающие элементы, то ~а т при разносе между элементами Ь = Х /2 и й = 3 угол отклонения О, = 60' при изменении частоты га см " га (в меньшую сторону), равном ЛР, = 0,06. Для усиления эффекта частот- (и-1)ьХ ного отклонения луча следует ис- пользовать замедляющие устройстг стажи кст ва в виде спирально свернутых или а'с волнообразно изогнутых (эмейкоРис. э.т.
частотное уп. вых) линий передачи и линий с равлсние дн на пч резко выраженной зависимостью фазовой скорости от частоты (например, волноводы с размерамн, близкими к критическим), В связи со сложностью конструкции замедляющих у тройств и высокими потерями в них представляет интерес частотное управление ДН на ПЧ (рис. 9.7). Здесь частотно- модулированные колебания гетеродина с частотой га, попадают на смесители в цепи каждого элемента приемной антенны. Сравнивая фазу по разностной (спромежуточной») частоте гар — — ш, — ш„ (га, — частота сигнала) на г-и отводе линии с фазой от предыдущего отвода, которая получа. ет за время бт дополнительный сдвиг азрЛт, имеет условие синфазности в виде (2л/Х)Ь з!и Оо + о)рот =- А2л (9.2.! !) (где Й вЂ” целое число), так что изменение частоты гетеродина га„, приводящее к изменению разностной частоты гар —— = азс — га„, вызывает соответствующее изменение направления синфазного сложения О,.
НО Для получения миоголучевой частотной системы обзора следует использовать группу многочастотных импульсов либо один многочастотный импульс, антенную решетку вида рис. 9-.6 и систему узкополосных усилителей, выходы которых соответствуют определенным направлениям, так как на каждой излучаемой частоте формируется ДН с максимумом в заданном направлении О,. ПРи изменении частоты излУчаемого сигнала от Ем до ~„ максимум ДН соответственно перемещается в пределах углов Оа„ Омс При этом отраженный сигнал имеет вид амплитудно-модулированного напряжения, огибающая которого совпадает с результирующей ДН антенны РЛС (в прямом и обратном направлениях).
Так как средняя частота принимаемого сигнала является фуикцие1: углового положения цели, то его можно определить с помощью частотного дискриминатора (см. (9.2.10)). Кроме того, принимаемый сигнал подается на фильтр сжатия, где его длительность значительно сокращается, после чего ои используется для определения дальности. Сектор обзора при частотном сканировании, близкий к 90', обычно достигается при изменении частоты в пределах 10% от несущей. Возможно частотнбе сканирование в двух плоскостях.
Достоинство частотного сканирования — отсутствие фазовращателей, однако при этом усложняется приемопередающая аппаратура. 4. Искажения широкополосных сигналов в ФАР. Использование сигналов с шириной полосы вплоть до нескольких сотен мегагерц и ФАР, состоящих из большого числа (иногда до сотен тысяч) элементов, приводит к заметному ухудшению характеристик РЛС из-за дисперсионных свойств антенных решеток. При установке ДН ФАР в направлении О, требуемая разность фаз между крайними элементами решетки согласно (9.2.1) равна срт „= (2п/Х)Е з!п О, = (2пЕ!с)Е' з1п Оа, (9.2.12) где Е = Ь (л — 1) — размер апертуры. Изменение частоты на АЕ влечет за собой изменение разности фаз на А<р, „= (2пЕЕс)АЕ' яп Ом (9.2.13) что приводит к смещению луча ФАР (так называемый апертурный эффект).
Смещение найдем, дифференцируя (9.2.12) по О и заменяя дифференциалы малыми приращениями; При этом с 449 помощью (9.2.7) получим ЛО, ж Л<рч „< /2л/. соз О, = Л<р, „с/2п(./ соз О, = =- (Л///) (я О,. (9.2.14) Найдем теперь допустимое значение Л<р, „. Как следует из рис.
9.2, а, сигнал, приходящий под углом О„ распространяется вдоль ФАР за время бьхр = (Ыс) з(п Ом Для импульса длительностью т„полоса частот Л/ т 1/т„, откуда Л<р<, ж 2п/ч дг /т,. Очевидно, что должно выполняться условие зафар - т„. Для значения <,эдр = т„имеем т„=- (1,/с) з)п О, (9.2.15) и, кроме того, Л<г< „= 2п. С помощью (9.2.5) получим из (9.2.14) допустимое значение Л/// = О,,/ 1д О„откуда для О„„„х = 60' (Л///) 9<о — 03 ли (9.2.16) Точно такое же выражение будет получено иэ (9.2.4). если .определить Л/ как разность частот, при которых луч ФАР отклоняется от заданного направления О«<ь«х на ~0,50,„. е.
ЛО, = О,, Другая причина ограничения ширины полосы ФАР может быть названа эффектом системы питания. Она имеет место при последовательном питании, когда фазовый сдвиг в фидере <р = 2п1,Й~, — — 2пЦ/оэ (Лэ — длина волны в фидере, а «э — скорость распространения волны), откуда изменение фазового сдвига под действием изменения частоты Л<р = 2п/.Л//оэ. Подставляя это значение Л<р вместо сдвига фаз Л<р, „ в (9.2.14), получаем ЛО, ж (с/«э) (ЛЦ)/ соз О, откуда при ЛО, = О, а и 03 = 60' имеем (ЛЯ)% ж ж 03,з (Хэ/<<).
Заметим, что в системе с последовательным питанием при отклонении луча в направлении питающей линии апертурный эффект и эффект системы питания компенсируются, а при отклонении в противоположном направлении — складываются. Для наихудшего случая (ЛЦ)<13 ж (1/ (1 + Хэй))03,з (9 2 17) Коэффициент передачи ФАР определяется ее ДН (9.2.4), т. е. является функцией как частоты, так и угла отклонения луча О,. Это определяет характеристику сигнала на входе приемника, но зависимость сигнала от угла отклонения трудно учесть в СФ, в результате чего возникают искажения при обработке радиолокационных сигналов.
450 Выражения (9.2.5) и (9.2.16) показывают наличие обратной зависимости между разрешающей способностью по дальности, определяемой шириной спектра (длнтельностью импульса), и разреша1ощей способностью по углу, определяемой апертурой ФАР. Совместная разрешающая способность в виде их произведения 5Ппат60нет = (ста/2)Оа а - -(М2) 1я О, (9.2.18) не зависит от апертуры антенны и повышается при уменьшении длины волны сигнала и сектора обзора.
Рнс. 9.8, ФАР с частнымн решстнамн Значительные искажения в ФАР претерпевают широкополосные ЛЧМ сигналы, что вызывает потери на выходе СФ. Так, например, при девиации 2% в РЛС с ФАР, имеющей размер апертуры 501 при угле отклонения 60, потери в отношении сигнал-шум составляют 1,6 дБ. При увеличении ширины спектра сигнала нли размеров апертуры вдвое потери составляют уже 6 дБ. Одновременно имеет место расширение главного лепестка сжатого сигнала соответственно на 20 и 100%: Дискретные фазовращатели имеют меньшие потери и меньший шаг изменения фазы, чем отрезки фидеров. Однако требуемая для установки луча в направлении йа разность фаз между излучателями !см. (9.2.1)1 тр .—.. = (2пй)(т з(п О, изменяется в пределах полосы частот сигнала. Если же использовать отрезки фидеров длиной 1( ХФ, то, как следует из (9.2.9), зависимость от длины волны компенсируется.
В качестве компромисса наибольшее распространение получили системы, в которых излучатели сгруппированы в частные решетки, каждая из которых управляется устройством временной задержки в виде от- 491 резков фидеров, а отдельные излучатели управляются фа- зовращателями (рис. 9.8).
Общая ДН является произведе- нием ДН основной решетки (с излучателями в виде частных решеток) и ДН частной решетки. 9.2. пРОстРАнстВеннО-ВРеменнАЯ ОБРАБОТКА РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ 1. Общие сведения. При рассмотрении вопросов обнаружения радиолокационных сигналов предполагалось, что с выхода антенны на вход приемника поступает смесь сигнала и шума, характеризуемая амплитудой, частотой, начальной фазой и временным положением. Однако электромагнитная волна, которая воздействует на антенну, характеризуется еще четырьмя параметрами: двумя углами направления прихода и двумя параметрами, определяющими поляризационную структуру волны (в общем случае может понадобиться еще и фаза поляризации).
Поэтому во избежание потери информации, а также для борьбы с помехами целесообразно ставить вопрос об оптимальной обработке сигналов в антенне. В частности, такая приемная антенна будет подавлять помехи, источник которых не совпадает по направлению с источником полезного сигнала, имеющим другую поляризацию.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
