Радиоэлектронные системы Основы построения и теория. Справочник . Под ред. Я.Д. Ширмана (2007) (1151789), страница 145
Текст из файла (страница 145)
При обнаружении пачки ю М=8 импульсов эквивалентная пачка при полосе частот 80 МГц состоит из т=8.5=40 импульсов для Ту-16 и т=8.3=24 импульсов для МиГ-21. Дополнительные потери некогерентного накопления по сравнению с пачкой с полосой 5 МГц составят 2,5...1,4 дБ, снижая выигрыши (повышая проигрыши) в пороговом сигнале за счет расширения полосы частот. Мцлелиравание иекогерентнага накоплении пачек с полосамн частот до 320 МГц. Для моделей [2.132) несколько менее достоверно, чем для более узкополосных сигналов. Для них расширение полосы частот до 320 МГц показало увеличение потерь в пороговом сигнале для крупноразмерных целей при .О=0,5.
Уровни порогового сигнала при О=0,5 для средне- и малоразмерных целей примерно сохраняются. Методика разд. 8.8.8 и некоге. рентное накопление (рис. 19.38) смогут, по-видимому, не только уточнить эти резулыаты. 316 Необходимее числе каналов ебиаружитвпи. При полосах до 100 МГц может выродиться в единицу. Кривые обнаружения для самолета Ту-16 и ракеты АЬКМ для различного выбора числа каналов при полосе частот 80 МГц представлены на рис. 19.40.
! о м ! е е ° е»» и»»» Осе»»еее»»ае»л-еаеа ев а) ! о е ° ее а! е, Ое(ес»ею» сеп»ес»у», ЛБ б) Рнс. 19.40 19. 13.3. Защищйнность от помех и злектромевнитнея совместимость Активные маскирующие помехи. Как и энергию сигнала, энергию маскирующей помехи приходится распределять по частоте [2.143а). Чем шире полоса частот помехи П, тем большая требуется мощность передатчика помехи. Узкополосная же маскирующая помеха не может быть более эффективной, чем широкополосная.
Действительно, векторно-матричному неравенству )Ч еб я 11Ч1С~ формально соответствует неравенство 1'сс(с»я~~~''сс»(('"сс»с. (!еее! Если (е(7) — спектральная плотность мощности маскирующей помехи, а б(7) — спектральная плотность мошности сигнала, определяющая передачу мощности согласованным фильтром на разных частотах, то неравенству (19.65) можно дать следующее толкование. Маскирующая помеха со спектральной плотностью Ф(7) после прохождения линейного фильтра согласованного с сигналом со спектральной плотностью мощностью бЯ имеет максимальное значение, только если (((ф м б(О. Узкополосная помеха может, кроме того, эффективно режектироваться на основе методов адатшции (разд.
25). Активные нмитнруюшне помехи. В широкополосном случае их эффективность также снижается, если зондирование цели достаточно хаотично. Случайная перестройка частоты от импульса к импульсу используется во многих РЛС. Однако хаотичность одной только частотной перестройки не очень высока. Современные широкополосные панорамные анализаторы спектра, основанные на технике сжатия и преобразовании на оптическую несущую (см. равд. 19.3 и 19.11) могут выявить частоту импульса сразу же после его прихода. Постановщик помехи, расположенный на дальности Я; от локатора, способен поме- 316 шать обнаружению целей на дальностях Я > и; + ст„ l 2, где с — скорость света, т„- длительность импульса.
Этот же постановщик способен нарушить работу систем СДЦ на любой дальности. Поэтому для эффективной защиты от имитирующих помех не желательно ограничиваться только хаотичностью частоты излучения. Пассивные маскирующие пемехя. Широкополосная РЛС менее подвержена влиянию пассивных помех вследствие сокращения элементов разрешения по дальности и возможности устранения слепых скоростей систем СДЦ. Последнюю возможность можно использовать в двух вариантах: ° многоканальная обработка с разбиением полосы частот на участки так, что слепая скорость в одном канале восполняется ее отсутствием на других; ° одноканальное широкополосное череспериодное вычитание, при котором задержанный полезный сигнал, в отличие от помехи, не может полностью скомпенсироваться из-за его межпериодного временного смещения (наряду со смещением по фазе).
Электромагнитная севместнместь сложных сягналов большой длительности с широкими полесамн. Основные технические мероприятия по обеспечения ЭМС существующих РЭС сводятся к обеспечению пространственной, поляризационной, временной и частотной селекции (разд. 6.2). В случае сложных сигналов с большими полосой и длительностью (большими базами) появляется возможность воспользоваться кодовым разделением сигналов с низкими значениями их взаимных корреляционных функций.
Прн этом в целях лучшей ЭМС приходится существенно расширять полосы частот РЭС, тогда как для использования чисто частотной селекции приходилось их сжимать. ЭМС при расширении спектров частот и баз сигналов определяется повышенными отношениями сигналшум на выходе согласованных устройств обработки для каждого из сигналов на фоне остальных. ЭМС обеспечивается не столько частотной селекцией, сколько использованием сигналов с большими базами.
Вопросы ЭМС для больших баз смыкаются с вопросами скрытности излучений, разд. 19.14. 19.14. Скрытность излучения и возможности ее преодоления 19.4 1. Скрытные РЭС РЭС локации и связи с пониженной вероятнастыа првследавання (ПВП, ЬР1) привлекают внимание. Наряду с пониженной энергетикой (они используются на малых дальностях, см. примеры разд. 2) в них используются когерентные сигналы небольшой мощности с большими базами и случайной структурой.
Как показал В.А. Котельников, наибольшими возможностями по скрытности имеют сигналы шумового типа с большими базами П7)юрядка 10 и более. Однако и более простые сигналы со случайной структурой используют в технике ПВП (ЬР1) [1.7, 2.129, 2.146, 2.153). Ниже теоретический анализ и моделирование проводятся для разрешенного от других сигналов по времени и частоте скрытного шумового сигнала. Синтезированный для шумового сигнала обнаружитель применен далее к скрытному нешумовому сигналу.
5я(с)п) 1„, я5(91 и+я) Рис. 19.43 Область накопления Оолас5ь сигнала Рис. 19.41 317 Степень скрытности определяется показателями качества несанкционированного обнаружения сигналов. 19.14.2. Несанкционированное обнаружение скрытных шумовых сивнелов Принцип обнаружения. Колебания, принятые в полосе частот П на интервале времени Т, можно описать р= ПТ комплексными отсчетами Уп разделенными интервалами времени 81=1/П. После дискретизации можно использовать «кратковременные» Фурье-преобразования групп из )( отсчетов на временных интервалах с)г=)(бг (рис.
13.28) [2.143, 2,143а, 2.148, 2.154). В результате приходим к дискретному преобразованию Табора (см. разд.13 и рис. 19.41). Время-частотные отсчеты сигнала (справа) распределяются по время- частотной плоскости с интервалами 2)5 и 257»1!Ьп Слева представлена область накопления одного из каналов системы несанкционированного обнаружения. Вертикальная стрелка означает, что она быстро (периодически) перемещается по частоте, горизонтальная — что она также способна охватить сигнал по времени за счет фильтровой обработки (подробнее поясняется ниже). Система несанкционированного обнаружения должна содержать слектроанатизатор с амплитудным детектором и каналы некогерентного накопления, область накопления одного из которых показана на рис. 19.41.
Спектроанализатор (СА) за время с!5 просматривает всю область частот возможного местонахождения сигнала и выстраивает просматриваемые элементы во временной ряд. В качестве спектроанализаторов могут использоваться аналоговые СА со сжатием (разд. 19.3), оптические СА (разд. !9.11) и цифровые СА на основе ДПФ и различного вида БПФ (разд.
19.6). Каналы некогерентного накопления могут выполняться в виде блоков сумматоров (рис. 19.42). Сумматор на выходе первой линии задержки ЛЗ суммирует продетектированные частотно-временные отсчеты (рис. 19.4!) в пределах столбца, сумматор на выходе второй — от столбца к столбцу. Рис. 19.42 Числа отводов р, с) в сумматорах в общем случае неодинаковы. Расчетйые соотношения. Введем плотности вероЯтности Р(«1:) описанных сУмм «л — — «пРи УсловиЯх наличия сигнала и шума и+в и только шума и. Для больших значений числа суммируемых элементов применима центральная предельная теорема теории вероятности.
На рис. 19.43 показаны: ° условные плотности вероятности р(«! и+з) и р(«! и), подчиняющиеся нормальному закону; ° математические ожидания т(«! и+в) апа т(«! и); ° пороговый уровень «с, ° площади под кривыми плотностей вероятности слева от «с, соответствующие вероятностям ложной тревоги Р и правильного обнаружения Р. Тогда )с = 05- 05Ф(и! ), Р = 0 5 - 0 5Ф(и2) . (19 65) Здесь функция Ф(и)- интеграл вероятности Ф(и) = — ! е ' сй, Ф(-и) = -Ф(и) . 2 " -52,~2 Г2 0 ЕслиЧ'(г) — обратная функции Ф(и), то, используя рис. 19.43 с одной стороны и (19.65) с другой, можно найти «0 -М1«!и) «0-М© и+з) о© и) ' а(«! и+з) (19.66) Для квадрата я„каждой вещественной гауссовской компоненты шума его математическое ожидание М(я„)=а„, а дисперсия — М)ра2-М5яа 1 =2а„ 3 2 Для результата «квадратичного накопления па компо- нент шума имеем М(«!п)=ила„, а («)п)=2п„а„.
(1967) Пусть а,' обозначает дисперсию реальных и мнимых частей сигнальных отсчетов, их общее число кп Если все отсчеты попадают в область накопления, М(«)пез) =(п„-п,)а„сп,(о„ьа~), (19.68) а («!п»з)=2[(п„-па)а„+пс(а~ ма2) 1. (!969) Обнаружение при согласовании т, =т„=п. Исключая уровень порога «с из (19.66), можно оценить поро- 2 говые значения энергии сигнала саа . Для сигналов с большой базой, когда с»1, можно ограничиться случаем слабого по мощности скрьпного сигнала, отсчеты 2 2 которого о', «ас значительно ниже уровня отсчетов шума.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
