Бакулев П.А. Радиолокационные системы (2015) (1151781), страница 19
Текст из файла (страница 19)
Тогда на выходе оптимального фильтра формируете! огибающая сигнала видаг7т(г)=^(15выгде £Вых(j со) - спектральная плотность сигнала на выходе оптимальногофшьтра с коэффициентом передачи k(jco):S„b,x (j®) = * (j®)S« (j") =(j®) & (j®) = |SBX(j« )|2Преобразуя по Фурье 5вых(/со) в пределах ширины спектра Асос, находим выходной сигналQ)q +0,5Дй>с=—jexp{j cot} do).6JO-0,5A<ycСделав замену o)\= со - coq, получимUm^128S= 2n0,5Д<усгj ехР(-'(<Ч +<Ч))<У <и1-0,5Ал^Ssin(0,5A*ycf)2( я/Д<ус) (0,5Агус/)exp(j<v)-Видно, что импульс на выходе оптимального фильтра имеет огибающую видаК(<Л(4.16)яД/с ( ' - Огде ги - задержка сигнала в фильтре.Длительность выходного импульса гсж на уровне 0,637 равна 1/Afc.Таким образом, происходит укорочение или сжатие импульса в ксж== Ти/тсж= гиА/с раз.
Коэффициент сжатия ксжравен базе сигнала.На рис. 4.14 приведена временная диаграмма прямоугольного радиомпульса с внутриимпульсной линейной частотной модуляцией.Рис. 4.14. Вид ЛЧМ-сигналаПараметры сигнала: амплитуда £/0 = 1 В, среднее значение частоты/о= 100 МГц, длительность сигнала ги= 4 мкс, ширина спектра Afc= 140 МГц.Аналитическое выражение для сигнала (рис. 4.14) имеет видгде Ксж= А /Тс- коэффициент сжатия (база сигнала).На рис. 4.15 приведены графики, иллюстрирующие процесс сжатия радиоимпульса с ЛЧМ.Сигнал имеет следующие параметры: f 0= 100 МГц, ги= 2 мкс, Д /== 20 МГц, а = ги/ 1000, / ( 0 = ^ t + tQ.Г„Фильтры сжатияВ качестве фильтров сжатия могут использоваться устройства спрямоугольной амплитудно-частотной и квадратичной фазочастотнойхарактеристиками, например линии задержки сигнала с отводами (рис.4.16, а, б).129Рис. 4.15.
Процесс «сжатия» ЛЧМ-радиоимьса:а - огибающая входного сигнала; б - закойМ;в - огибающая выходного сигналаа)б)Рис. 4.16. Недисперсионная линия задержи)и дисперсионная линия задержки (б)Если линия задержки не обладает дисперсионни свойствами, тоотводы располагают неравномерно на различных ирвалах задержкии обеспечивают синфазное суммирование сигналови распространении ЛЧМ-импульса вдоль линии задержки. Если иаьзуется дисперсионная линия задержки, у которой скорость измени времени группового запаздывания от частоты обратна по знаку оости изменениячастоты ЛЧМ-сигнала во времени, то отводы распоаются равномерно по линии задержки.130Для сжатия ЛЧМ-радиоимпульсов наиболее употребительны дисперсионные ультразвуковые линии задержки на поверхностных акустических волнах, представляющие собой тонкие пластины пьезоэлектрических материалов (синтетический пьезокварц, ниобат лития, германатвисмута и др.), на которые нанесены передающие и приемные металлические решетчатые электроды (рис.
4.17).К числу основных параметров линии задержки относятся рабочаячастота^, полоса пропускания А /и время задержки Г3, значения которых зависят от материала линии задержки.В качестве примера рассмотрим ДУЛЗ (ОАО «Авангард»), предназначенную для сжатия радиоимпульса с ЛЧМ длительностью ги=70 мксдо тсж= 50 нс, ЛЧМ с полосой пропускания А/ = 20 МГц, работающуюна частотеfo=70 МГц.Фильтр на такой ЛЗ дает ксж« 1400, вносит потери -50 дБ и имеетуровень боковых лепестков -28 дБ. Число электродов в решетке преобразователя составляет 3 1 03Сжатый импульс имеет форму sin(jc)/jc, что повышает опасностьмаскировки основных лепестков сжатого радиоимпульса, отраженногоот цели с малой ЭПР (рис.
4.18), боковыми лепестками сильного сигнала. Для борьбы с этим явлением применяют весовую обработку сигналов во временной или в частотной области с помощью специальныхкорректирующих фильтров (рис. 4.19), построенных обычно по трансверсальной схеме.В отводы трансверсальных фильтров сжатия ставят усилители, коэффициенты передачи которых соответствуют весовым коэффициентамкорректирующей функции.
В ДУЛЗ на ПАВ требуемые весовые коэффициенты получают изменением длины электродов решетки.Весовую обработку можно реализовать, использовав следующиевесовые функции корректирующего фильтра.Рис. 4.17. Дисперсионная ультразвуковая линия задержки на ПАВРис. 4.18. Маскировка слабого сигнала (цель 2)боковым лепестком сильного сигнала (цель 1)131Рис. 4.19.С хем ы весовой обр аботк и Л Ч М -си гн аловво в рем ен ной и частотн ой обл астяхРис. 4.20. Ч астотная характеристикак ор ректи рую щ его ф ильтра Д о л ь ф а -Ч еб ы ш св а1.Весовая функция Дольфа-Чебышева (рис. 4. 20)к{со ) =2 тг2А1х\_л А( 1- 4 со2/ (Д со)2]Асос\\лА(\-4со2 / (Д со)2+[S(2co / Асо - 1) + d(2cojAco + 1)[U{со + Асо / 2) - U(со - Асо / 2)] +АсосЪтгА).им ею щ ая уровень боковы х лепестков 20 lg --------. Здесь U(x) - едиVC \\7 t A Jничны й скачок; со - 0 - центральная частота спектра; /,(х ) - модифицированная функция Бесселя первого порядка; 5(х) - дельта-ф ункция.1322.
Весовая функция Тейлора является аппроксимацией алгоритмаДольфа-Чебышева:к(со) = \ + 2 ^ Fmcos2тгтсоАсогде Fm- функция величин А, т, п и р .Модернизация алгоритма Тейлора - функция Хемминга сводится квесовой обработке видаk(N ) = a + 2b cosАсо= &+ ( ! - £ ) cos2я(а>-а>о)2А со3 . Весовая функция общего видаСхема фильтра Хэмминга с а = 0,54; b = 0,23; к = 0,08 показана нарис. 4.21.
Фильтр подавления реализуется в виде двух последовательновключенных линий задержки на At = МАсо, трех весовых усилителей исумматора. При такой обработке уровень боковых лепестков уменьшается до -42,8 дБ. Однако при этом основной лепесток расширяется примерно в 1,47 раза, а отношение сигнал/шум по мощности уменьшается в1,34 раза по сравнению с отношением сигнал/шум на входе фильтраХэмминга.Рис. 4.21. С х ем аф ильтра Х эм м и н гаУровень боковых лепестков уменьшается обратно пропорционально времени при всех видах весовой обработки, кроме весовой функцииДольфа-Чебышева, где он неизменен. При этом несколько расширяетсяосновной лепесток и возрастают энергетические потери по сравнению соптимальной обработкой (без корректирующего фильтра) (табл.
4.3).Кроме корректирующих фильтров, для борьбы с боковыми лепесткамииспользуют изменение формы (предыскажение) зондирующих сигналови внутриимпульсную нелинейную частотную модуляцию.133Таблица 4.3У р овен ьбок овы хл еп естк овВ есоваяф ункцияС п адан и еуровн ял еп естк овР асш и рени еи м п ульсаП отери,-1дБ*бл,дББез взвеш ивания13,31Д о л ь ф а -Ч еб ы ш ев а^ 01,35-1ItТейлора, /2=3-3 61,41-1 ,2\/tХ эм м и н га, £бЛ= 0 ,0 8 , п=2—4 2 ,81,47-1 3 4\/tcos( jc)- 1 8 ,31,62-1 1 3\/t-4 01,33-1 3 3l//2cos2(jc)на п ь ед естал еДискретно-кодированные сигналыПредставим модель тела неопределенности, удовлетворяющуютребованиям к энергоемкому зондирующему сигналу с высокой разрешающей способностью одновременно по времени г и по частоте Q(дальности R и скорости Vr) в виде пьедестала толщиной f t и острогоконуса с осью, совпадающей с осью ОХ, высотой 1 и эллиптическим основанием, стоящим на пьедестале (рис.
4.22).Разобьем тело ФНЗС на две части: информативную V] и неинформативную v2, причем2п0=iР и с. 4 .2 2 . М одель ф ун кц и и н ео п р ед ел ен н о с т и слож ного сигнала134Пусть Тс - длительность, Afc - ширина спектра сигнала, тогда, согласно рис. 4.19, информативный объем v\ представляет собой объемглавного пика (острия), а неинформативный - пьедестал-параллелепи21пед объемом v2 = 2(2ttAJ)(2Tc) рб .
Потребуем, чтобы — v2 « 1. Для2лэтого необходимо, чтобы рь < (4Д/!ГС) 1/2, т.е. величина рб должна бытьтем меньше, чем больше площадь 4TcAfc, на которой «распределен»объем у2.Как видно, для выполнения этого условия сигнал должен быть одновременно длительным и широкополосным, т.е. относиться к сложнымсигналам с большой базой. В качестве последних могут использоватьсяшумоподобные, а чаще всего дискретно-кодированные сигналы.Дискретное кодирование сигналов можно выполнять по фазе, частоте и амплитуде как раздельно, так и одновременно.
Обычно ДКС разделяют на кодированные по амплитуде, частоте и фазе. Дискретнокодированный сигнал представляет собой радиоимпульс длительностьюТс, состоящий из N более коротких импульсов-элементов (дискретов)длительностью гк, плотно примыкающих друг к другу (рис. 4.23, а).Аналитически ДКС можно записать так:U(t) = i=i(4.17)Опри других значениях tгде а„ со,-, (pi - параметры кодовой модуляции последовательности дискретов {ъ}9 которая может содержать коды {а„ coh ^/}; / = 1 ,2 ,...,7V- номер дискрета кодовой последовательности; N - число дискретов в сигнале; Umi(t) - импульс стандартной амплитуды длительностью гк (длительность элемента кода):Um! =1 )гк] при ( j - l ) r K< / < / г к,О при других t.При этом длительность сигнала составляет Тс = N tk.
Поскольку а, энергетический параметр, для сохранения энергии сигнала неизменнойпри расчетах необходимо нормировать (4.17) с помощью дополнительна\2ного делителя Гк £ ( « , ) 2Из общего выражения (4.17) следуют формулы, описывающиеДКС с различными видами кодирования. При {#} = {а,}, {ш,} = {^} = Оимеем амплитудно-кодированный сигнал:135NU(t) =при О Ш Nr*i =1(4.18)О при других t.При={6 i}{ су, } ,{a,} = 1,{(p i)= 0 получаем частотно-кодировантогданый сигнал. Обозначим £/,{/) = £/m/(0exp(j" N^ U i(t) exp{j(o0t } при 0 < t< N rK,u ( t) = i=i0 при других(4.19)t.Чаще других используются ФДКС или фазо-кодо-модулированные ифазо-манипулированные (ФМ) сигналы.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
