Диссертация (1137272), страница 4
Текст из файла (страница 4)
Модуляционные потери.3. Интермодуляционные искажения, возникающие в мощных каналах радиопередающих устройств.5. Поляризационные потери.6. Пространственные потери.7. Помехи соседнего канала.8. Атмосферные и галактические шумы.9. Собственные шумы приемника.10. Потери в антенно-фидерном тракте.Рассмотрим основные причины и последствия многолучевости распространения радиоволн в каналов связи [24, с.
354; 25, с.126; 26, с. 424].21Физические процессы распространения электромагнитных волн в условиях образования интенсивной многолучевости.Рисунок 1.2 – Примеры образованиямноголучевости радиоволн в пригороде и городеОсновными физическими процессами, определяющими многолучевыйхарактер распространения электромагнитных колебаний в радиосистемах беспроводной связи в пригороде и городе, являются отражение, дифракция и рассеяние (рисунок 1.2) [27, с.56; 28, с.187].Отражение электромагнитных волн происходит при наличии на трассегладкой поверхности с размерами, намного превышающими длину волны радиочастотного сигнала. В системах беспроводной связи отражение электромагнитных волн может происходить от земной поверхности, стен зданий, холмистых неровностей земной поверхности.Дифракция электромагнитных волн наблюдается при наличии между передатчиком и приемником объекта с размерами, превышающими длину волны,и препятствующего прямому распространению сигнала.
В результате дифрак-22ции электромагнитных волны могут достигать приемной антенны в отсутствиипрямой видимости между передатчиком и приемником.В городских условиях электромагнитных волны дифрагируют на кромкахзданий, автомобилях и многих других объектах.
В загородных условиях дифракция наблюдается на кромках препятствий, например, на вершинах горныхобразований, кромках леса, скал и т.п.Рассеяние электромагнитных волн встречается при наличии шероховатой поверхности или объектов, размеры которых малы по сравнению с длинойволны. В условиях города рассеяние электромагнитных волн может происходить на фонарных столбах, дорожных знаках, деревьях и т.п. В загородных условиях рассеяние наблюдается при взаимодействии электромагнитных волн смелкой растительностью, ветками кустарника, мелкими неровностями почвы,например на пашне.На рисунке 1.3 показаны примеры образования многолучевости электромагнитных волн на загородных трассах.Рисунок 1.3 – Примеры распространенияэлектромагнитных волн на загородной трассе23Многолучевость приводит к интерференционным изменениям амплитуды, фазы сигналов, к появлению замираний и пространственного эха.
Рассмотрим аналитическое представление этих процессов.Запишем передаваемый сигнал в комплексной форме [1, с.143; 29, с.120]s(t) = Re[g(t)]eiωt,(1.1)где g(t) – огибающая, а ω – угловое значение несущей частоты.Огибающую при использовании амплитудной или фазовой модуляцииудобно представить в видеg(t) = |g(t)|eiφ(t) = R(t)eiφ(t).(1.2)В процессе распространения сигнала на трассе происходит изменениеогибающей сигнала, которую можно записать в следующем виде:gɶ (t ) = α(t )ei θ(t ) g (t ),(1.3)где α(t) eiθ(t) – множитель затухания сигнала на трассе.Амплитуда измененной огибающей (1.3) может быть представлена в видепроизведения трех сомножителей [8, с.129]α(t)R(t) = m(t)r0R(t),(1.4)где первый сомножитель описывает крупномасштабное замирание огибающей,второй сомножитель – мелкомасштабное замирание.Иногда величину m(t) называют локальным средним или логарифмическинормальным замиранием, поскольку его значения можно статистически описывать с помощью логарифмически нормальной функции распределения вероятностей.При этом выраженное в децибелах значение m(t) будет описываться гауссовой функцией распределения вероятностей.
Второй сомножитель описываетрелеевское замирание.Характерное смещение приемной антенны, соответствующее мелкомасштабным замираниям, примерно равно половине длины волны. Локальноесреднее m(t) можно оценить путем усреднения огибающей сигнала по 10…30длинам волн.24Логарифмически нормально распределенное замирание электромагнитныхволн является относительно медленно меняющейся функцией местоположенияприемной антенны.
Для приемника перемещающейся антенны системы беспроводной связи замирания в пространстве эквивалентны временным вариациямсигнала.Для систем мобильной связи Окумурой [30, 825-873] было проведенобольшое число измерений затухания на трассах различной протяженности дляразличных высот передающей и приемной антенн. На основе полученных результатов измерений Хата [31, с. 317-325] предложил эмпирические формулы,позволяющие рассчитать затухание сигнала.
Результаты измерений и теоретических расчетов показывают, что среднее значение потерь растет с ростом расстояния между передающей и приемной антеннами пропорционально некоторой степени расстоянияn d L p (d ) ∝ ,d 0(1.5)где d0 – некоторое начальное расстояние, соответствующее некоторой точке вдальней зоне передающей антенны. Обычно начальное расстояние выбираетсяравным 1 км для макросот, 100 м – для микросот и 1 м – для пикосот. Показатель степени в свободном пространстве равен n = 2.Потери (или затухание) мощности колебаний в радиотехнике и теорииэлектросвязи принято выражать в децибелах [30-32] d L p ( d ) = L s ( d 0 ) + n lg ,d 0 где LS (d0) – затухание на трассе прямой видимости длиной d0.(1.6)По формуле идеальной радиосвязи эта величина равнаLs =Pп рPп е рG п р G пер .(1.7)Пусть сигнал в точку приема приходит различными путями в результатеотражения от многих объектов, расположенных вдоль радиотрассы (многолу-25чевое распространение).
С каждым направлением распространения сигнала связано свое время задержки τn (t) и свой амплитудный множитель αn (t).Принимаемый антеннами радиосистемы сигнал в этом случае можно записать в видеr (t ) =∑ α n ( t ) + s [t − τ ( t ) ]n(1.8)и с учетом записанных соотношений [32, с.346; 33, с.31-33] i ω t − τ ( t ) r ( t ) = R e ∑ α n ( t ) g [t − τ n ( t ) ] e [ n ] = n = R e ∑ α n ( t )e -i ω τ n ( t ) g [t − τ n ( t ) ] e i ω t . n(1.9)Огибающая принимаемого сигнала будет иметь видz(t ) = ∑ αn (t )e-iωτn (t ) g [t − τn (t )].(1.10)nРисунок 1.4 – Изменение суммарного сигнала при наложенииотраженного сигнала на желательный прямой сигналВ результате многолучевости происходит изменение амплитуды и фазыпринимаемого сигнала. Это условно показано на рисунке 1.4 для случая двухлучей распространения.26Если принимаемый сигнал является суммой множества многолучевыхсигналов и значительного по амплитуде прямого сигнала (при наличии прямойвидимости между передающей и приемной антеннами), то амплитуда огибающей в этом случае имеет райсовскую функцию распределения плотности вероятности.Мелкомасштабное замирание проявляется двумя способами:• путем расширения цифровых импульсов сигнала;• посредством переменного во времени поведения канала, вызванного движением мобильной станции.Каждый из возможных механизмов замираний можно рассматривать вдвух областях – временнóй и частотной [32, с.346; 33, с.31-33].
Во временнóйобласти расширение сигнала, связанное с многолучевостью, характеризуетсявременем задержки, а в частотной области – полосой когерентности. Подобнымобразом нестационарный механизм во временнóй области будет характеризоваться временем когерентности сигнала, а в частотной области – скоростью замирания или доплеровским расширением.Основным мотивирующим фактором этой работы является необходимость развития точной и общей модели распространения электромагнитныхволн в системах беспроводной связи.Способность точно предсказать влияние среды распространения на каналсвязи имеет важное значение в разработке и оптимальном проектировании радиотехнической или телекоммуникационной системы.Современные методы проектирования канала радиосвязи, имея преимущество в простоте, не в полной мере учитывают все влияющие факторы и существует необходимость для существенного улучшения прогноза распространения электромагнитных волн.Широко используемые методы моделирования канала радиосвязи могутбыть разбиты на два направления: эмпирические модели, которые имеют высоко эвристический характер, и упрощенные аналитические модели.
Эмпирические модели строятся на основе статистической обработки измеренных данных,27и не учитывают реальные физические процессы распространения электромагнитных волн.Это ограничивает применение этих методы моделирования очень специфическими условиями окружающей среды на момент измерения, а также особенностями методики измерения (применяемые антенны, полосы пропускания,используемые поляризации). Примером часто используемых эмпирических моделей канала радиосвязи для городской среды являются модель распространения Окумуры [30].Эта модель использует простые алгебраические уравнения для расчета, неучитывающее особенности физических процессов. Она не учитывает согласованности пропускной способности, затухания в атмосфере, эффекты деполяризации.Кроме того, она дает большую ошибку, если высоты антенн или ориентации антенн изменяются [34, с.45-58]. Статистические методы дают ошибкиоценки затуханий сигналов сравнимые с промахами [35, с.
12]. Аналитическиемодели вводятся для того, чтобы учесть реальные эффекты распространения, нодопускают упрощения до такой степени, что делает их недействительными длябольшинства практических приложений. Примером является нерегулярная модель рельефа Лонгли-Райса [36, с.1297-1302].Подобные модели рельефа земной поверхности требуют использованияаппарата геометрической оптики (ГО) и трассировку лучей для учета отраженных полей и дифракцию Зоммерфельда на идеально проводящем клине или дифракцию Кирхгофа для учета препятствия на пути луча [36, с.1297-1302]. Такиеприближения не учитывают затенение, а дифракция на клине является недопустимой аппроксимацией в областях пространства в переходе между светом и тенью и в теневой области.Из-за рассмотренных недостатков существующих методов прогнозирования распространения перспективным представляется более строгий подход, основанный на применении электромагнитной волновой теории.
Электродинамический подход, использующий численные методы, непосредственно связан с28физическими процессами, происходящие в среде распространения электромагнитных волн и поэтому более точным и может дать более широко применимыерезультаты моделирования.Разработка более точной и общей модели для прогнозирования распространения электромагнитных волн требует, разработки частных моделей отдельных электродинамических задач, которые могут быть совмещены для учетаразличных наборов факторов, влияющих на процесс распространения электромагнитных волн. Такие частные модели должны отражать все превалирующиефакторы, влияющие на распространение.Из-за обилия подобных факторов необходимо ограничиться, например,условиями загородных трасс и горного ландшафта.1.3.
Простые модели распространения электромагнитных волнна загородных трассах при отсутствии и наличии препятствийВ реальных условиях электромагнитные поля распространяются в ограниченных средах [37, с.231-238]. Например, электромагнитных волна базовойстанции системы сотовой связи, возбуждаемая антенной, расположенной в воздухе, в процессе распространения взаимодействует с земной поверхностью, споверхностями зданий и сооружений.Поэтому важным для практики является вопрос о том, что происходит впроцессе взаимодействия распространяющихся электромагнитных волн с земной поверхностью.Рассмотрим эту задачу для исходной плоской электромагнитной волны.Пусть линейно–поляризованная плоская электромагнитная волна падает набесконечную плоскую границу раздела двух сред, как это упрощенно показанона рисунке 1.5.Для определения задачи введем ряд понятий.Плоскость падения – плоскость, образованная волновым вектором па-дающей электромагнитной волны kпад и единичным вектором нормали n 0 кгранице раздела двух сред.29Рисунок 1.5 – К выводу формул ФренеляНа рисунке 1.5 обозначены следующие параметры:ϕ п а д – угол падения между векторами k и n 0 ;kN 0 – единичный вектор нормали к плоскости падения, очевидно N = n 0 ;0kn0ψ – угол между вектором E 0 падающей волны и вектором N 0 , очевидно, что E0 N 0ψ = arccos .E0Векторную амплитуду E 0 можно разложить на две составляющие – па-раллельную и перпендикулярную плоскости падения: E0 ⊥ = E0 N0 , E0 = E0 − E0 ⊥ N0 .(1.11)Поляризация отраженной плоской волны соответствует поляризации падающей плоской волны только в двух частных случаях [37, с.231-238]:• перпендикулярной (горизонтальной) поляризацииE 0 ⊥ ≠ 0;E0⊥ = 0 ;(1.12)• параллельной (вертикальной) поляризацииЕ 0 = 0;E0 ≠ 0 .(1.13)30Поляризация преломленной волны совпадает с поляризацией падающейволны только в двух частных случаях: для перпендикулярной и параллельнойполяризации.Рассмотрим процесс возникновения задачи преломления и отраженияплоской волны от плоской границы раздела сред для случая горизонтальнойполяризации.Рисунок 1.6 – Случай горизонтальной поляризацииГеометрия задачи преломления и отражения плоской волны от плоскойграницы раздела сред показана на рисунке 1.6, где обозначено: kпад , kотр , kпр – волновые векторы падающей, отраженной и преломленной волн,соответственно;E0пад , E0отр , E0пр – векторные амплитуды напряженностей электрического поля падающей, отраженной и преломленной волн соответственно;H 0пад , H 0отр , H 0пр – векторы амплитудных напряженностей магнитного поляпадающей, отраженной и преломленной волн;31ϕ0пад , ϕ0отр , ϕ0пр – углы относительно нормали к границе раздела, под которы-ми распространяются падающая, отраженная и преломленная волны (см.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
