Диссертация (1137142), страница 16

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 16)

Ширина полосы пропускания определяетсяпо допустимому значению коэффициента стоячей волны КСВН поформуле: f  ( KСВН - 1) / Q КСВН .Нарисунке 5.6показанызависимостишириныполосыпропускания в процентах при КСВН=2 от относительной толщиныподложек для четвертьволновых резонаторов на несимметричноймикрополосковой линии с 1=9,8; линии с подвешенной подложкой1=9,8; 2=1,0 и линии на основе трехслойной модифицированнойпечатной платы с 1=9,8; 2=5,6; 3=2,4.Рисунок 5.6 - Зависимости ширины полосы пропускания микрополосковыхлиний от относительной толщины подложекИз анализа зависимостей, представленных на рисунке 5.5,следует, что резонатор на основе трехслойной модифицированнойпечатной платы имеет значительный выигрыш в ширине рабочей125полосы частот – почти в 2,5 раза по сравнению с резонатором наоснове линии с подвешенной подложкой и в 9 раз по сравнению срезонатором на несимметричной микрополосковой линии.Таким образом, достоинством предлагаемой модифицированнойпечатнойплатысподвешеннойподложкойисогласующиммногослойным диэлектрическим экраном является возможностьдостижения более равномерного изменения волнового сопротивленияв поперечном сечении при незначительном росте диэлектрическихпотерь, увеличение границы высокочастотной отсечки за счетуменьшения замедления, а также 2,5 – кратный выигрыш в ширинерабочей полосы частот по сравнению с прототипом.5.2 Исследование микрополоскового фильтра наштыревой гребенке с многослойной подложкойИспользование многослойной диэлектрической подложки ссогласованнымиволновымисопротивлениямислоевпозволилопредложить новую конструкцию микрополоскового гребенчатогофильтра низких частот с увеличенной частотой отсечки по сравнениюс прототипом [91, 92], без изменения топологического рисунка игеометрических размеров, отсутствия высших паразитных полоспропускания, обладающего малыми потерями и высокой собственнойдобротностью в диапазоне СВЧ.Конструкция такого микрополоскового фильтра [93] содержитмногослойную диэлектрическую подложку, на одной стороне которойвыполнена импедансная штыревая гребенка и расположенный сдругойстороныподложкиизотропныйметаллическийэкран.Диэлектрическая подложка выполняется с толщиной, равной четвертирабочей длины волны, содержит число слоев не менее трех с линейно126возрастающим от плоскости экрана к плоскости импеданснойштыревой гребенки волновым сопротивлением.Принципгребенчатойпериодическаяработыфильтразамедляющейполосковаянизкихсистемечастотзаключаетсягребенкапринавпланарнойтом,чтопоследовательномвключении в линию передачи пропускает электромагнитные волны,начиная с нулевой частоты – и до частоты среза, которая определяетсясвойствами гребенки в режиме противофазного наложения волн,отраженных от четвертьволновых выступов.Достоинством предложенного гребенчатого фильтра низкихчастот является также отсутствие высших паразитных полоспропускания.

Это объясняется тем, что нерегулярные согласующиевыступы гребенки на входе и на выходе одновременно фильтруют всечастоты цепи выше частоты отсечки [82, 94, 95].На рисунке 5.7 показана 3D-модель микрополоскового фильтранизких частот, выполненная на трехслойной подложке, где цифрой 1обозначена импедансная штыревая гребенка, цифрой 2 – изотропныйметаллический экран, цифрами 3, 4, 5 – слои четвертьволновойподложки с линейно возрастающим от плоскости экрана к плоскостиимпедансной штыревой гребенки волновым сопротивлением.127Рисунок 5.7 - Модель микрополоскового гребенчатого фильтра низкихчастотНарисунках 5.8, 5.9даныхарактеристикикомплексногокоэффициента передачи S21 и коэффициента отражения S11 фильтра отчастоты соответственно, рассчитанные с помощью программы AWRDesign Environment (Microwave Office) для случая однослойной платы(кривые 1 - численный расчет и 2 - схемотехнический расчет), дляслучая трехслойной платы (1=9,8; 2=5,6; 3=2,4) (кривая 3) ипятислойной платы (1=9,8; 2=7,2; 3=5,6; 4=3,8; 5=2,4) (кривая 4).128Рисунок 5.8 - Зависимости параметра S21 в дБ от частоты в ГГц длямикрополоскового гребенчатого фильтра низких частотРисунок 5.9 - Зависимости параметра S11 в дБ от частоты в ГГц длямикрополоскового гребенчатого фильтра низких частот129Экспериментальныеисследованиямакетовфильтров,изготовленных на многослойных подложках размерами 584х182 мм изматериала ФЛАН с указанными выше значениями диэлектрическойпроницаемости, выполнены на базе скалярного анализатора цепейР2М-18АНПФ«Микран»(рисунок 5.10).Схемастандартнойизмерительной установки приведена на рисунке 5.11.Рисунок 5.10 - Скалярный анализатор цепей серии Р2М-18А(НПФ «Микран»)Рисунок 5.11 - Схема измерительной установки на базе Р2М-18А130Оценка погрешности измерений выполнена на основаниитехническиххарактеристиканализатораР2М-18А[96–98],декларируемых изготовителем ЗАО «Научно-производственная фирма«Микран», г.Томск и приведенных в таблице 5.1.Таблица 5.1 - Технические характеристики скалярного анализатора цепейР2М-18АПараметрДиапазон рабочих частотР2М-18А1Дискретность установки частоты, ГцПределы допускаемой относительной погрешностиустановки частотыДиапазон установки уровня мощности на выходе СВЧ,дБмбез опции Р2М-хх-АТА/70с опцией Р2М-хх-АТА/70Дискретность установки мощности, дБПределы допускаемой погрешности установки уровнявыходной мощности, дБот -55 до -20 дБмот -20 до +15 дБмДиапазон измерения модуля коэффициента передачи, дБбез опции Р2М-хх-АТА/70с опцией Р2М-хх-АТА/70Диапазон измерения модуля коэффициента отраженияДиапазон измерения КСВНДиапазон измерения мощности, дБм10 МГц ...

20 ГГц1±1•10-6-20 ... +13-90 ... +100,1±1,5±1,0-65 ... +35-65 ... +650 ... 1,01,02 ... 5,00-55 ... +13Пределы допускаемой абсолютной погрешностиизмерений модуля коэффициента передачи2, дБ±(0,02•|А|+0,2)Пределы допускаемой абсолютной погрешностиизмерения модуля коэффициента отражения2± (0,09•Г2 + 0,02)Пределы допускаемой относительной погрешностиизмерения КСВН2, при КстU ≤ 2Пределы допускаемой погрешности измерений±(3•КстU + 1) %±1,0131мощности, дБПримечания:1 – диапазон рабочих частот Р2М-18А с опциями 01Р, 11Р от 10 МГц до 18 ГГц.2 – Г, А, КстU – измеренные значения модуля коэффициента отражения, модуля коэффициента передачи иКСВН соответственноИз допусков таблицы 5.1 следует, что суммарная относительнаяпогрешность измерений частоты, модуля коэффициента передачи икоэффициента стоячей волны не превышает 1%.Экспериментальные зависимости комплексного коэффициентапередачи S21 от рабочей частоты для макетов фильтров на подложкахс разным числом слоев показаны на рисунке 5.12.

На этих жеграфиках нанесены точки в виде квадратиков, рассчитанные спомощью программы AWR Design Environment (Microwave Office).Рисунок 5.12 - Экспериментальные зависимости параметра S21 в дБ отчастоты в ГГц для микрополоскового гребенчатого фильтра низкихчастотПульсацииэкспериментальныххарактеристиквозникают,главным образом, из-за рассогласования выхода генератора СВЧ132блока Р2М-18А с исследуемым макетом фильтра. Источникипульсаций, возникающие при измерении модуля коэффициентапередачи S21, показаны на рисунке 5.13. Улучшение согласованиядостигаетсявключениемвсхемуизмеренийдополнительныхаттенюаторов или вентилей.Рисунок 5.13 - Распространение сигналов при измерении модулякоэффициента передачиИз анализа кривых (рисунок 5.12) следует, что с увеличениемчисла слоев подложки частота среза фильтра увеличивается с 8 ГГцдля однослойной платы до 12 ГГц для трехслойной платы и13 ГГц – для пятислойной платы. При этом рост частоты срезадостигается без увеличения коэффициента S11, значения которогоне превышают 0,5 дБ.В целом разница результатов расчета и эксперимента находитсяв пределах допустимой погрешности и не превышает 3%.1335.3 Исследование микрополосковой спиральной антенныс линейной поляризациейПри использовании модифицированной печатной платы длясоздания микрополосковых антенн и излучателей их импедансныепроводники, имеющие в большинстве случаев применения волновоесопротивление десятки Ом, необходимо согласовать с внешнимвоздушнымпространством,120π = 376,7 (Ом).Дляэтоговимеющимсопротивлениеконструкциюплатывведенмногослойный диэлектрический экран с линейно увеличивающимсяот плоскости импедансных проводников волновым сопротивлением(рисунок 5.2).При числе слоев согласующего экрана не менее трех и толщинеподложки равной четверти рабочей длины волны достигаетсявыравнивание скачка волнового сопротивления, что обеспечиваетповышение коэффициента излучения и расширение диаграммынаправленности антенн и излучателей.

Кроме того, использованиемодифицированнойспиральныхпечатнойантеннплатыпозволяетдляосуществлятьмикрополосковыхпреобразованиеполяризации волн в широкой полосе частот при требуемой диаграмменаправленности.Известные конструкции спиральных антенн, выполненные набазеодиночныхилисвязанныхрадиальныхкруговыхилипрямоугольных структур с арифметической, логарифмической илиэллиптическойнамоткой,обладаютосевымизлучениемсодносторонней поляризацией, вращающейся либо в левую, либо вправую сторону, определяющуюся направлением намотки спирали[99 – 101].134Применениемногослойнойдиэлектрическойподложки,обладающей указанными выше свойствами, позволяет осуществитьпреобразованиекруговойилиэллиптическойполяризациивлинейную, при габаритных размерах антенны, значительно меньшихрабочей длины волны.

3D-модель такой микрополосковой спиральнойантенны, выполненной на трехслойной подложке, показана нарисунке 5.14 [95, 102], где цифрой 1 обозначена импеданснаядвухзаходная спираль с логарифмической намоткой, цифрой 2 –изотропный металлический экран, цифрами 3, 4, 5 – слоичетвертьволновой подложки с линейно возрастающим от плоскостиэкрана к плоскости импедансной спирали волновым сопротивлением.На рисунке 5.15 изображены составляющие электромагнитногополя спиральной антенны, определяемые в дальней зоне.Рисунок 5.14 - Модель микрополосковой спиральной антенны с линейнойполяризациейПроведем анализ осевого излучения такой микрополосковойантенны, частично выполненный в работах [71, 103-105].135Рисунок 5.15 - Составляющие поля спиральной антенны в дальней зонеОбозначим средний диаметр витка d ср , тогда на длине половинывитка спирали фазовый сдвиг равен  2 d ср  . С учетом начальногосдвига, равного  , получим результирующее расхождение токов пофазе     2 d ср.Фазовый сдвиг для структуры круглого поперечного сечениясоставляет     1.8 0 .Поскольку угол  отличается от  , то соблюдается условиеосевого излучения с вращающейся поляризацией.

В этом случаеоптимальное значение коэффициента замедления, соответствующеепротивофазе поля первого и последнего витков, определяетсяhформулой: nopt lc2p, где h – шаг, p– число витков спирали,lc– длина одного витка спирали.136Изпоследнейформулыследует,чтопоскольку 2 p    h , то поляризацию можно считать эллиптической.Однако, если величина коэффициента замедления не оптимальна, т.е.nh, то разница между n и nopt весьма мала, а значит,lcполученная поляризация близка к круговой.Условие осевого излучения выполняется не для всей структуры,а только для той ее части, в которой токи обеих спиралей совпадаютпо фазе:   2 d ср k  2 , где k  1,2 ,3...Из полученного соотношения следует, что средний диаметрпервого «резонансного» кольца ( k  1 ) равен d1ср    , а егопериметрd1ср   .

Средний диаметр и периметр следующих«резонансных» колец в k раз больше.Наиболее интенсивно излучает первое «резонансное» кольцо.Это связано с тем, что излучение спирали вызывает затухание волны,сопровождающееся уменьшением тока от ее начала (в центре) кпериферийной области. Большая величина коэффициента затухания врассматриваемойструктуреобъясняетсямалымотражениемповерхностной волны от концов обеих спиралей (эффект бегущейволны тока).Этотэффектпозволяетобеспечитьпостоянноевходноесопротивление структуры, которое является активным и может бытьприближенно определено по формуле: Rвх  140 l c  [Ом].Для того чтобы на максимальной длине волны рабочегодиапазона  max сохранялось первое «резонансное» кольцо излучения,диаметр спиралей должен быть достаточно велик: d   max  .

С137уменьшением длины волны это кольцо начинает сжиматься довеличины  min , определяемой размерами узла запитки структуры.Особо следует отметить тот факт, что при изменении частоты,отношение периметра первого «резонансного» кольца d1ср к длиневолны остается постоянным, что позволяет сохранить направленныесвойства резонансной системы в широком диапазоне длин волн.Приведем далее основные соотношения для расчета диаграммнаправленностиисследуемойантенныотдельнодляслучаевлевосторонней и правосторонней поляризаций.Азимутальная диаграмма направленности с левой круговойполяризацией рассчитывается на фиксированной частоте и угле  приизменении величины угла  от -180 до 180.

Характеристики

Список файлов диссертации