Диссертация (1136166), страница 46

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 46)

Значение t составляет 17 либо 35 мкм в зависимости оттехнологии производства печатного узла. На рис. 3.22 для частот от 10 кГц до 1 ГГцприведена зависимость S(f) в дБ для t = 35 мкм (сплошная линия) и t = 17 мкм (пунктир).Из графиков на рис. 3.22 следует, что ослабление излучения микрополосковойлинии, помимо оцененной выше взаимокомпенсации, составляет не менее 100 дБ во всемрассматриваемом диапазоне частот. Поэтому для значений токов, свойственных печатнымтрассам современных РЭС, как для синфазного, так и для противофазного режимаизлучение микрополосковых линий со стороны экрана можно не учитывать за счет егосильного ослабления.Обобщая полученный результат, заметим, что излучение симметричной инесимметричной полосковых линий, можно также считать пренебрежимо малым в204сравнении, например, с излучением для одиночных проводников и копланарных линий попричине того, что конструктивно они пространственно ограничены двумя проводящимиплоскостями.

Поэтому компоненты поля для этих линий анализировать при расчетеэмиссии излучаемых помех не следует. Данное замечание справедливо и для всех другихлиний передачи [139], в конструкциях которых для локализации электромагнитного поляиспользуются проводящие поверхности соответствующей конфигурации.Рис. 3.22.

Зависимости эффективности экранирования от частотыЗаглубленная микрополосковая линия представляет собой конструкцию,аналогичную микрополосковой линии с той разницей, что над проводником имеетсядополнительный слой диэлектрика (рис. 3.23). Предполагается, что толщина проводникамного меньше, чем диэлектрика. Линия является электрически короткой. По проводнику ипо экрану в противоположных направлениях текут равные токи, соответствующиедифференциальному режиму. Точка отсчета расстояния находится в диэлектрике исоответствует фазовому центру излучающей системы.В данном случае справедливысделанные выше замечания относительноэффектаблизостиираспределенияПлЭк атра анплотности тока в сечении проводника иэкрана. Поле будет формироваться темиэлектромагнитными волнами, которыеизлучаютсяРис.

3.23. Заглубленная микрополосковая линиянепосредственнодиэлектрик.Расфазировкаописыватьсявыражениемφвбудет(3.46). Длясинфазного режима коэффициент синфазности составит ξ = 2 – φ2/2. Значение угла θмежду направлением протекания токов и направлением, по которому излучение с учетом205преломления приходит в точку наблюдения, рассчитывается по формуле (3.25). Исходя изизложенного, приведенная выше оценка значения φ для фиксированных условий такжеотносится и к заглубленной микрополосковой линии.С учетом перехода электромагнитных волн из диэлектрика в свободноепространство компонентные уравнения будут иметь вид, соответствующий (3.45),значение коэффициента расфазировки должно рассчитываться по формуле (3.46).

В такомвиде они справедливы для режима противофазных токов; в случае синфазных токов в(3.45) используется коэффициент синфазности ξ.Дополнительное время запаздывания, связанное с прохождением излучения отфазового центра к поверхности диэлектрика, составит d необходимоучитыватьприрасчетеобщего1,5d  d1э. Егоc1  sin 2 () /  эзапаздыванияраспространенияэлектромагнитных волн до точки наблюдения. Коэффициент φ следует учитывать приотборе проводников для дальнейшего анализа их излучений по методике, изложенной вразделе 3.3.Корректировка методики отбора проводников для расчета помехоэмиссии.

Наоснове качественного и количественного анализа излучений ТИЭ можно ввестиследующую корректировку для методики отбора проводников для последующего расчетапомехоэмиссии, предложенной в разделе 3.3.1. Линиипередачи,структуракоторыхпредусматриваетлокализациюэлектромагнитных полей двумя экранами, расположенными по разные стороны отпроводника, исключаются из рассмотрения.2.

При расчете интегральных и пиковых показателей в рамках формального анализадля учитываемых линий передачи добавляются весовые коэффициенты φ и ξ длясинфазных и протифофазных токов. Если в проводниках в противоположныхнаправлениях линии текут не равные по модулю токи i1(t) и i2(t), то при i1(t) ≠ i2(t) следуетсчитать, что имеется два геометрически совпадающих излучающих элемента, в которыхпротекают синфазный is (t )  0, 5(i1 (t )  i2 (t )) и противофазный i p (t )  0,5(i1 (t )  i2 (t )) токи,и использоваться соответствующие расчетные соотношения из приведенных выше.3. Предложенная выше методика может быть упрощена за счет приближения токовравных порядков. Поскольку в большинстве практических случаев расфазировка будетмала, то излучение микрополосковых линий в приближенных расчетах можно неучитывать.

Аналогично, из рассмотрения можно исключить копланарные линии, еслидостоверно известно, что они работают в противофазном режиме. Вместе с тем,расстояние между проводниками копланарной линии может быть существенно больше,206чем для микрополосковых, поэтому такие исключения следует делать на основерезультатов схемотехнического моделирования с учетом геометрии линий передачи.Качественная оценка бокового излучения. Наличие диэлектрика, образующегомеханическую основу для печатных проводников, как отмечалось выше, приводит кизменению направления распространения радиоволн за счет преломления. Для угловпадения более  П  arcsin(1/  э ) будет наблюдаться полное отражение волн от границыраздела диэлектрика и воздуха. Кроме того, проводники печатной платы излучают волны,проходящие через плату практически параллельно её плоскостям.

Эти факторыспособствуют формированию бокового излучения печатных плат, которое не было учтенов приводившихся выше формулах.При решении задачи оценки излучений РЭС в целях упрощения даннымизлучением следует пренебречь. При этом необходимо учесть, что имеются следующиедополнительные причины для ослабления боковых излучений печатных узлов:— для ТИЭ, состоящих из двух проводящих структур, боковое излучение впротивофазном режиме будет существенно ослаблено за счет практически полнойкомпенсации полей от каждого из них;— для плат со сложной структурой будет наблюдаться дополнительное ослаблениеизлучения за счет диссипации энергии на переходных металлизированных отверстиях, атакже за счет значительной протяженности пути распространения радиоволн вблизиэкранов и проводников платы.Таким образом, излучение ТИЭ для β = π/2 и выбранного значения α будетсущественно больше, чем боковое излучение в том же направлении.

Приведенныеположения соответствуют текущему представлению об излучениях печатных плат [17].3.4. Расчет компонентов электромагнитного поляэлектрически коротких проводников, не являющихсяпрямолинейнымиВ разделе 3.2 отмечалось, что совершенствование технологии производствапечатных узлов привело к возможности использования в топологии плоских печатныхнепрямолинейных проводников. Кроме того, электрически короткие проводники могутиз-за сложности топологии разбиваться на множество прямолинейных сегментов.Потребность в сокращении количества элементов декомпозиции, рассматриваемых прианализе помехоэмиссии РЭС, приводит к необходимости получения для таких элементовтопологии расчетных соотношений для компонентов электромагнитного поля.

В качествематематической основы следует использовать соотношения (3.7).207Криволинейные плоские проводники. Плоские криволинейные проводникимогут использоваться на печатных платах для упрощения трассировки, снижениякоэффициентов отражения на неоднородностях, обеспечения тайминга и т.д. При этом,очевидно, начальные и конечные точки проводников оказываются разнесенными вплоскости на некоторое расстояние. Рассмотрим плоскую кривую (рис. 3.24). Для нееуравнения компонентов поля должны быть инвариантны относительно выбора системыкоординат.Для всех используемых в практике проектирования печатных узлов формкриволинейных проводников характерно то, что они могут быть описаны однозначнымифункциямиприсоответствующемвыборекоординатныхосей.Наиболееупотребительными типами криволинейностей являются фрагмент синусоидальной формы(используется для тайминга) и четверть окружности (применяется для плавного разворотатрасс на перпендикулярное направление).Точка наблюденияβРис.

3.24. К расчету компонентовполя плоского криволинейногоYdxαx2 Xγrx1y1dyy2проводникаНаиболее удобно решать рассматриваемую задачу с использованием декартовойсистемы координат. Выбор направления оси X следует проводить таким образом, чтобыфункция y(x), описывающая данную кривую, была однозначной. Кроме того, она должнабыть дифференцируемой.

Если однозначной при данном выборе ориентации осейявляется и функция x(y), целесообразно для определенности ориентировать ось X так,чтобы протяженность кривой в том же направлении была наибольшей. Выбор ориентациикосей координат позволяет говорить об области определения функции y(x) в интервале отx1 до x2 и области значений от y1 до y2.Конечной целью проводимого анализа является расчет компонентов поля длязаданных значений азимутального α и зенитного β углов. При этом криволинейныйпроводник по введенному в разделе 3.2 критерию должен быть электрически коротким.x2Длина проводника рассчитывается [142] по формуле l x11  (dy ( x) / dx )2 dx .208При переходе к эквивалентному представлению кривая заменяется элементом стоком, имеющим направление, отличное от направлений координатных осей.

Его можнонайти, если считать, что в каждой точке кривой по касательной приложен единичныйвектор с координатами x  cos(  ) , y  sin( ) , где γ представляет собой угол междукасательной к кривой и осью X. Координаты вектора, характеризующего результирующеенаправление протекания тока i(t), определяются формуламиxx22 dy ( x )   dy ( x)  ,x   cos  arctg dxysin  arctg  dx , dx   dx  x1x1(3.54)поскольку tg     dy ( x) / dx .

Характеристики

Список файлов диссертации