Первачев С.В. Радиоавтоматика (1982) (1095886), страница 60

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 60)

Этот импульс .поступает также на триггер Т, возвращая его в исходное состояние, нобрасывает результат, накопленный в счетчике Сч, подготавливая его тем самым к новому циклу работы. '!гч Ырзг и Рис. у!.ЗО Рис. !!.3! Временной сдвиг т, запускающих импульсов и,„(!) по отношению к синхроннзнрующнм является выходной величиной рассматриваемого преобразователя и равен т, =п~Т„, где ҄— период повторения счетных импульсов. Период Т„определяет шаг квантования выходной величины преобразователя, и для повышения точности слежения его стремятся сделать малым. При этом требуемое быстродействие счетчика может оказаться высоким. Иногда используют несколько измененный вариант описанного преобразователя, в котором схема сравнения и регистр памяти отсутствуют.

В зтом случае в счетчик Сг предварительно заинсывается с обратным знаком преобразуемое число иь После поступления в счетчик л| импульсов счета в нем сказывается зафиксированным число нуль и на выходе счетчика появляется импульс переполнения. Он является выходным импульсом преобразователя и используется для запуска генератора стробов. 11.5. Примеры построения цифровых еледюцих систем Для того чтобы познакомиться с некоторыми особенностями построения и анализа цифровых следящих систем, рассмотрим несколько примеров. На рис. 11.32 показан один из возможных вари- 255 антов цифровой системы фазовой автоподстройки частоты [52). Непрерывным аналогом данной системы является описанная в гл, 2 система ФАП с опорным генератором (рис.

2.10). В рассматриваемой системе используются цифровой фазовый детектор (ЦФД), цифровой фильтр (ЦФ), цифровой синтезатор частоты (ЦСь!), описанные в й 11.2 — 11.4. Контур регулирования замыкается через смесптель (См), на который поступают входной сигнал и„(() и формируемое синтезатором частоты напряжение нг(!) ° Рис. т!.32 Входящий в обсуждаемую систему цифровой фазовый детектор выполнен по схеме, изображенной на рис. 11.14, и имеет релейную характеристику. На его входы поступают (рис. 11.32) ограниченное в усилителе-ограничителе (УО) напряжение промежуточной частоты и„г(!) и опорное напрягкение, которое формируется генератором опорного напряжения (ГОН) и имеет вид последовательности коротких положительных импульсов, следующих с частотой Топ.

Цифровой фильтр реализован с помощью реверсивных счетчиков РС! и РС2. Счетчик РС1 работает с периодическим сбросом через время Т„. Импульсы, поступающие с выхода цифрового фазового детектора, 'накапливаются в счетчике в течение времени Т„, после чего показания счетчика переносятся в сумматор (Е), а накопленный в счетчике результат сбрасывается до нуля.

Команды на считывание и последующий оброс показаний счетчика, вырабатываемые устройством управления (УУ), формируются путем деления частоты опорного напряжения в п„,раз делителем Д. Второй реверсивный счетчик РС2, входящий в состав цифрового фильтра, работает без,сброса и играет роль цифрового интегратора. Считывание накопленного в нем результата в сумматор также производится периодически с частотой Р„=ЦТ„. Поступивщие из счетчиков РС! и РС2 числа складываются в сумматоре, образуя числа п~(яТн), которые запоминаются на время Т„и управляют работой цифрового синтезатора частоты.

Он выполняется по одной из схем, описанных в 5 11.4. Для составления структурной схемы рассматриваемой цифровой следящей системы введем следующие обозначения: ~„<р„ 256 1Рси — фазы входного сигнала, колебаний цифРового синтезатоРа частоты и опорного напряжения и„(1) соответственно; ~р р= рс— — ср, — фаза сигнала промежуточной частоты; ~р= рир — ~р„— разность фаз сигнала промежуточной частоты н опорного напряжения.

Кроме того, воспользуемся, математическим описанием отдельных элементов системы, полученным в предыдущих параграфах главы: статистическим эквивалентом цифрового фазового детектора (рпс, 11.19), эквивалентом цифрового синтезатора частоты (рпс. 11.26), эквивалентом,реверснвного счетчика со сбросом (рис. 1!.24) и вырагкеннсм для операторного коэффициента передачи реверсивного счетчика без сброса (!1.29). В результате структурная схема рассматриваемой цифровой системы ФАП принимает вид, показанный на рис. ! 1.33. Цифровои 'фильтр отображается в нен двумя звеньями с коэффициентами передачи К~ (с) = (!в — с")/(1 — с) и /(г(с) =1/(1 — с), соответствующими реверсивным счетчикам с периоди >еским сбросом н без сброса, В схему входят дискретные элементы с периодами замыкания Т=1/Рси и Ти.

Полученную схему можно дополнительно упростить, заменив две параллельно включенные мегкду точками а н б ветви одной эквивалентной. Рис, 1!.ЗЗ В качестве примера цифровой системы, которая почти целиком может быть реализована на ЭВЧ, рассмотрим систему ФАП, использующую цифровой фазовый детектор с аналого-цифровым преобразованием квадратурных компонент входного сигнала (рнс.

11.16). Схема такой цифровой системы ФЛП показана на рнс. 11.34. Работа используемого в ней цифрового фазового детектора (ЦФД) описана в 5 11.2, Поступающий с выхода детектора процесс обрабатывается цифровым фильтром (ЦФ), на выходе которого образуется последовательность чисел, равных значениям фазы опорного сигнала в дискретные моменты времени яТ. Эта последовательность преобразуется далее описанным в $11,4 цифровым синтезатором отсчетов (ЦСО), состоящим из двух функциональных преобразователей ФП1 и ФП2, которые формируют значения квадратурных компонент опорного сигнала. Эти компоненты в цифровой форме поступают в цифровой фазовый детектор, где перемножаются с соответствующими компонентами входного сигнала.

Все элементы рассмотренной системы, включенные после АЦП1 и АЦП2, могут быть реализованы на ЭВМ. 257 При,составлении структурной схемы данной системы учтем, что статистический эквивалент используемого в ней цифрового фазового детектора показан на рис. 1!.20. В .функциональных преобразователях ФП1 и фП2 числа п~(пТ) с шагом Ь~р преобразуются в фазу опорного сигнала ПЯТ), формируются квадратурные компоненты 11„()с, Т), Уи,()сТ) и проводится их преобразование в циф- Рис. 11,34 ровые значения уы и уи, соответственно. С учетом отмеченного структурная схема рассматриваемой системы принимает вид, показанный на рис.

11.35. Звено с коэффициентом передачи К(с) соответствует в ней цифровому фильтру системы. г/ Рис. 11.35 Рис. 11.36 В качестве еще одного примера, демонстрирующего объединение рассмотренных ранее отдельных элементов в цифровую следящую систему, на рис. 11.36 показана система слежения за временным положением импульсного сигнала, В этой системе используется цифровой временной дискриминатор (рис. 11.10), который выполняет вне контура регулирования аналого-цифровое преобразование временной задержки т, принимаемого сигнала в число й1 и вычитание из него числа пь соответствуюшего оценке величины т„сформированной на выходе цифрового фильтра системы. Рассогласование п()сТ) =М(1сТ) — п~(йТ) поступает на вход ци~фрового фильтра.

Сформированная системой оценка п,(пТ) временного положения сигнала может быть использована, в частности, для управления положением строба, отпирающего на некоторое время приемник с целью осуществления в нем временной селекции принимаемых сигналов. Структурная схема рассматриваемой системы приведена на рис.'11.37. Цифровой временной дискриминатор отображен в ней 258 эквивалентом, состоящим из дискретного элемента, нелинейного звена с характеристикой Я(т), элемента вычитания и источника флюктуациопного процесса 9,(ЫТ), учитывающего действие внутренних шумов приемника.

Так как полоса пропускания приемника, определяющая время корреляции его внутренних шумов, обычно значительно превышает частоту повторения импульсов, процесс $, (йТ) является дискретным белым шумом. Звено с коэффициентом передачи К(с) в схеме на рис. И.37 соответствует цифровому фильтру системы. Рис. !1,33 Рис. ьк37 11.6. Анализ цифровых следящих систем Рассмотрение структурных схем, изображенных на рис. 1!.5, 11.33, 11.35, 11.37, показывает, что цифровые следящие системы являются нелинейными дискретными системами, содержащими в общем случае несколько нелинейностей, дискретные и непрерывные звенья, импульсные и дискретные элементы с различными периодами коммутации.

Анализ таких систем является сложной задачей, и для его проведения во многих случаях обращаются к моделированию на ЦВМ, Возможность точного аналитического исследования цифровых систем, как правило, ограничивается системами, описываемыми уравнениями первого или второго порядка, При аналитическом исследовании более сложных цифровых систем обычно используют различные упрощающие предположения. Одним из эффективных приемов анализа цифровых систем является приближенное сведение их к линейным дискретным системам с импульсными и дискретными элементами, имеющими единый период коммутации.

Полученные прн этом дискретные системы могут быть успешно проанализированы методами, описанными в гл. 1О, Если частота временной дискретизации значительно превышает полосу пропускания системы, то возможно дальнейшее упрощение и замена полученной дискретной системы эквивалентной непрерывной, анализ которой является более простой и хорошо изученной задачей. При высокой частоте временной дискретизации исходную цифровую систему можно свести также к непрерывной нелинейной системе и проанализировать ее методами, описанными в гл.

7. Это позволяет изучить в цифровой .следящей системе такие существенно нелинейные явления, как, например, срыв сопровождения. Преобразование цифровой следящей системы в линейную осуществляется путем лииеаризации тем или иным способом нели- 259 иейных элементов исходной системы. Поясним указанную процедуру более подробно. Линеаризация характеристик квантования при большом числе уровней квантования.

Характеристики

Список файлов книги