Петров Б.Е. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах (1989) (1095875), страница 18
Текст из файла (страница 18)
Принцип работы мостового устройства может быть пояснен на примере схемы, изображенной на рис. 2.25 (13!. Легко заметить, что токи двух синфазных источников складываются в сопротивлениях гт'„774 и вычитаются в сопротивлениях 1с„)се. При выполнении условия !тт = !се = 1сэ = — гсе напряжение, создаваемое одним источником в точках подключения другого источника, равно нулю.
В результате каждый источник работает на постоянное сопротивление, не зависящее от режима другого источника. Если (/' — — (/", то через сопротивления /с, и )та токи не протекают, а вся мощность выделяется на сопротивлениях /с„!с„которые являются нагрузочными. Если (/' чь (/", то часть мощностей обоих источников рассеивается в сопротивлениях Я„ /(„называемых балластными, нз-за протекания по ним разностных токов. Важным свойством мостовых устройств является сохранение высокого коэффициента передачи мощности т1„= Р„/(Р„+ Ра) (Р„и Ра — мощность, рассеиваемая соответственно в нагрузочных и в балластных /+! сопротивлениях) при изменении соотношений амплитуд' и фаз обоих источников.
На- / с т ° к пример, при уменьшении отношения (/"/(/ !/ /е '/л / от 1 до 0,5 или увеличении фазового сдвиЮ га между колебаниями от 0 до 40' т!м Яе , Яа уменьшается лишь на 1О %. При практическом использовании схемы суммирования мощностей рис. 2.25 нужно учесть, что обычно имеется один нагрузоч(/ ный элемент (а не два, как на рис. 2.25). Кроме того, желательно, чтобы оба источника и нагрузка имели общую точку (нулевой потенциал). Реальные мостовые устройства выполняются на трансформаторах, /.С-элементах или линиях с распределенными параметрами. На рис.
2.26 изображена схема синфазного мостового устройства на основе трансформаторов-линий. Взаимная независимость источников и широкополосность моста обеспечиваются соответствующим выбором балластною сопротивления /се и волновых сопротивлений линий р„р,: Яе — — р, =р,=й„/2 Я Рис. 2.25. Мостовое уст ройство иа резисторах: 7 ' — ! ' — токи кеточккка Ш т' — у — ток» ксточкикк П 1 4 Рис. 2.26, Мостовое устройство иа трансформа- торах-лиииих Рис. 2.27. Сиифааиое мостовое уст- ройство иа йС-злемеитах Возможная схема синфазного мостовою устройства с применением ЬС-элементов представлена на рис.
2.27. Здесь использованы две П-образные цепочки, причем со/., =- соЬх — -= 1/(соС,) =- 1/(соС ) = = 2/(соС ) = Х. Для взаимной развязки обоих источников требуется выполнение условий: /се = 2 !ти, Х = И„'и'2. Мостовые устройства диапазона СВЧ. В радиопередатчиках диапазона СВЧ мостовые устройства выполняют на основе микрополос- 91 ковых линий передачи. Синфазное мостовое устройство в виде кольцевого сумматора мощности представлено на рис.
2.28, а. Длина отрезков линий 1-2 и 2-8 равна Х/4, волновые сопротивления линий Р У2, гсо = 2)с„, где )с„— сопротивление нагрузки. в" аг л~а аааа! саад Я агар г Ваа а) г) Рис. 2.29. Усгроаства суммирования мощностей иа микрооолосковык линиях иерелаяи Часто для суммирования мощностей применяют квадратурные мостовые устройства, выполненные на связанных микрополосковых линиях: тандемный сумматор (рис.
2.28, б), мост Ланге (на встречно-стержневых линиях) (рис. 2.28, в), «квадратныйа мост (рис. 2.28,г). аааа ла агар яа л) ф Рис. 2.29. Усилители мощности СВЧ Мостовые устройства применяют н в качестве делителей мощности. Типичные схемы усилителей СВЧ на квадратурных мостах (на тандемных сумматорах и на мостах Ланге) представлены соответственно на рис. 2.29, а, б. Входная мощность делится пополам, а мощности с выходов обоих усилителей суммируются. Квадратурные сумматоры-делители мощности обладают важным для практики свойством: входное сопротивление всего усилительного тракта всегда равно постоянной действительной величине, если входные сопротивления усилителей одинаковы. 92 ГЛАВА 3 УМНОЖИТВЛИ ЧАСТОТЫ Умножители частоты применяются в радиопередатчиках главным образом для переноса спектра стабилизированных кварцем низкочастотных колебаний в более высокочастотный диапазон.
Кроме то. го, умножители частоты используются для углубления частотной и фазовой модуляции. Как правило, частота умнонсается в целое число раз (и), называемое кратностью умножения. Поскольку умножение частоты — сушествеино нелинейный процесс, в состав умножителя включают нелинейный элемент (НЭ). Структурная схема умно- Рис. 3,1.
Структурная схема умножи. тела частоты жителя частоты представлена на рис. 3.1, На вход поступают электромагнитные колебания частоты г', с выхода в нагрузку передаются колебания часто. той пг'. Входная цепь необходима для наиболее полной передачи входной мощности к НЭ, выходная цепь служит для трансформации сопротивления нагрузки умножителя в некоторое сопротивление нз электродах НЭ, обеспечивающее оптимальный режим. Кроме того, входная и выходная цепиобладают избирательными свойствами: входная цепь пропускает колебания частоты А выходная — частоты лг. В качестве нелинейных элементов в умножителях частоты применяют биполярные и полевые транзисторы, полупроводниковые диоды и используют нелинейные участки вольт-амперных, вольт-кулониых или ампер-веберных характеристик.
$ 3.1. Транзисторные умножители частоты Умножителем частоты может служить усилитель мощности на биполярном или полевом транзисторе, выходная цепь которого настроена в резонанс с частотой ф. Если усилитель работает в режимах классов АВ, В или С, то выходной ток транзистора (и (з) имеет форму косинусоидальных импульсов, в спектре которых на- 93 ряду с основной частотой присутствуют высшие гармоники.
В выходной согласующей цепи ток ю'„(1) создает определенное напряжение и„(1). При достаточно высокой добротности выходной цепи напряжение и» ф почти гармоническое с частотой и)'. В результате в нагрузку передается мощность и-й гармоники Р„= 1„„(7„„/2, где 1„„, У„„— амплитуды и-й гармоники выходного тока и напряжения транзистора. Режимы работы транзистора в умножителе частоты. Обычно умножение частоты с помощью транзисторов осуществляется на малом уровне мощности.
Объясняется это тем, что КПД умножителей сущестенно ниже КПД усилителей. Выходные каскады транзисторных передатчиков работают, как правило, в режиме усиления мощности, а не умножения частоты. При анализе режимов работы транзистора полагаем, что форма напряжения на управляющем электроде гармоническая: и = Е,„+ Ут, соз ыГ, где Е,„— постоянное напряжение смещения; (7, — амплитуда первой гармоники управляющего напряжения (а = 2п 7).
Если в качестве нелинейного элемента применен биполярный транзистор, то для ослабления зависимости энергетических параметров умножителя от частоты используют корректирующие цепочки (см. $1.10). Применяют в основном эмиттерную коррекцию. Амплитуда и-й гармоники выходного тока 7»» = м» (0) 1» та» или 7..=7. (0) Еи„, (3. 2) где а„(0) и у„(0) — нормированные коэффициенты ряда Фурье дая периодической последовательности косинусоидальных импульсов. Для увеличения выходной мощности Р„желательно угол отсечки 0 выбрать таким образом, чтобы амплитуда 7„„была по возможности наибольшей. На рис.
1.6 представлены зависимости а (О) и у (О), построенные по формулам (1.17), (1.18). Наибольшая амплитуда тока соответствует экстремумам функций а„(0) или у„(0), число которых, как видно из рис. 1.6, равно и — 1. Если для расчета 1„„ используют а-коэффициенты, то целесообразно выбирать первый экстремум зависимости а„(0), соответствующий оптимальным углам отсечки О,"м = 120'!и.
Действительно, как следует из рис. 1.6, а, именно при таких углах отсечки получается наибольшее абсолютное значение а„. При использовании у-коэффициентов для расчета 1„„оптимальные углы отсечки определяются формулой, получаемой при исследовании на экстремум функции у„(0) (1.18): (З.З) где й = 1, 2,..., и — 1 — номер экстремума, причем модули у„, соответствующие оптимальным углам отсечки и различным значени- ям й, соизмеримы. Выбор а- или 7-коэффициентов для расчета 1„„обусловлен сле- дующим. Если требуется получить максимальную выходную мощ- ность, то целесообразно рассчитывать 1„„по формуле (3.1).
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
