Петров Б.Е. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах (1989) (1095875), страница 16
Текст из файла (страница 16)
2.12, а) действительная часть Ул оказывается равной 1/р, а мнимая имеет некоторое значение )Вл. Комплексная проводимость Ун преобразуется в действительную величину 1/р, если каким-либо образом скомпенсировать )В„. На рис. 2.12, а это достигнуто включением разомкнутого на конце шлейфа параллельно основной линии. Из (2.6) следует, что входная 79 проводимость разомкнутого (г „=0) шлейфа г =1 — 12 ~ — 1 ), ! /2п Рш "ш где ), — длина волны в шлейфе; р — его волновое сопротивление.
Длина шлейфа 1 может быть определена из соотношения 'Вп= — — '1й( — '" 1.), В варианте, изображенном на рис. 2.12, б, мнимая часть входной проводимости АЭ компенсируется параллельным шлейфом длиной 1, а для преобразования действительной части б„в 1!р ис- пользуется четвертьволновый преобразова- С тель. Как следует из (2.6), входная проводимость четвертьволновой линии, нагруженной на проводимость У„, определяетгп.
! ! !и» ся соотношением У, = —, —., гдер,р— лот р рр» волновое сопротивление четвертьволнового преобразователя. Так как й,т преобразуется в 1/р, то р„„ = ) р~а,„. (2.7) Коэффициент передачи мощности согласующей цепи. В расчетных формулах, приведенных в $ 2.2 — 2.3, не учитывались потери в согласующих цепях. Если их учесть, то можно рассчитать важный параметр согласующей цепи — коэффициент передачи мощности й,„= Рп„т о„|Рот оц где Р,,„— мощность на выходе согласующей цепи; Р,„,„— мощность, поступающая на ее вход.
Представим согласующую цепь в виде эквивалентной схемы, изображенной на рис. 2.13, где гп„— полезное сопротивление, обусловленное передачей мощности в нагрузку, гп„— сопротивление потерь. В согласии с рис. 2.13 ! ! Р,„„, = — ! ! г„,„, Р„,„= — Л (гпоп+ г„,), 2 2 йоц 1 гпотФцоп+ гпот)~ где 1, — амплитуда первой гармоники тока в контуре. Удобно выразить коэффициент передачи мощности через добротность нагруженного Я = ври(г„,„+ гп„) и ненагруженного ф, = = ото) !гпот контуров: й,„= 1 — ФЯ' Как видим, для увеличения й,„нужно уменьшать Я и увеличивать Я .
Минимальное значение Я ограничено требованием сохранения ° фильтрующих свойств. Максимальная величина Яо определяется технологическими возможностями создания согласующих цепей с малыми потерями. 80 $2.5. Расчет узкополосных согласующих цепей При выборе согласующей цепи нужно учитывать следующее. 1. Чтобы цепь согласования была наиболее простой, целесообразно в качестве ее компонентов использовать эквивалентные емкости и индуктивности АЭ.
2. Добротность нагруженной согласующей цепи должна быть велика (9 ) 3 ... 5), только в этом случае цепь обладает фильтрующими свойствами. 3. Если действительная часть сопротивления нагрузки мала (единицы ом), то для сохранения фильтрующих свойств цепи нагрузку следует включать в контур последовательно; если же действительная часть Я„относительно велика (десятки или сотни ом), то нагрузку следует включать параллельно. То же относится к внутреннему сопротивлению источника. 4. Для увеличения коэффициента передачи мощности согласующей цепи нужно стремиться к увеличению ее собственной доброт- ! ъГ/. ности Я, = — )/ — В каждом диапазоне частот существуют опг тимальные значения /„соответствукхцие максимальным добротностям индуктивности 9ь, а следовательно, 9,.
Рассмотрим порядок расчета различных согласующих цепей УМ. Входная цепь мощного усилителя иа биполярном транзисторе, включенном по схеме ОЭ. Для расчета входной согласующей цепи воспользуемся эквивалентной схемой мощного биполярного транзистора(см. рис.1.27,г). Пересчитаем сначала параллельное сопротивление Й„,р в сопротивление /7„„, включенное последовательно в контур /.„, С„, /г,„. Мощность, расходуемая в параллельном сопротивлении, Р = 0,5 (/,'„,Я„р, мощность, расходуемая в эквивалентном ему последовательном сопротивлении, Р = =- 0,5 /ю)7„с„.
Так как эти мощности равны, то Я„„= —, 3 /а! па р Требуется на заданной частоте преобразовать входное сопротивление мощного транзистора Л„= Я;„+ /аЛ„+ 1/()мС„), где Й;, = Й,„+ /7„„„в сопротивление, равное требуемому сопротивлению нагрузки возбудителя Я,„,ю и обеспечить гармоническую форму тока на входе транзистора. В качестве входной согласующей цепи применим Г-образный четырехполюсник, включенный, как показано на рис. 2.14, а. Для расчета Л и С можно воспользоваться соотношениями (2.4), где )г = )г;„, /7' = /г„,з, Х = а (/. + Л„) — 1/(ыС,„), Х' = = 1/(аС), Выходная цепь УМ. Рассмотрим пример. Допустим требуется рассчитать выходную согласующую цепь транзисторного усилителя на частоту 100 МГц. Сопротивление нагрузки УМ Р„= 50 Ом, эквивалентное сопротивление согласующей цепи на выходных элект- х Сц1 Т«онас~стся 1 ( — (, к —, ,«,+с, .с «, 1 .1..1 г .1 Рис.
2.14, Входная (а) и выходная (о) согласующие цепи мощного усилителя Входная цепь усилителя мощности СВЧ. Рассчитаем входную согласующую цепь усилителя мощности, выполненную в соответствии с рис, 2.12, б, если известна входная проводимость транзистора на рабочей частоте У„= 0,05 — / 0,07 См. Мнимую часть У,„ скомпенсируем соответствующим выбором длины шлейфа /, оп! / ~щ~ /ю~ ределяемой из выражения — 16(2л — ~ = 0,07, откуда 1д (2л — ~ = Рю ал ял = 0,07 р . Если р = 50 Ом, то 1 /),, = 0,2.
Волновое сопротивление четвертьволнового преобразователя рассчитаем по (2.7), полагая Р = 50 Ом; р,р — — 32 Ом. $2.6. Согласующие цепи широкополосных усилителей мощности Широкополосныаси называют усилители, относительная рабочая полоса частот которых составляет десятки процентов и больше, т. е. отношение максимальной / „частоты к минимальной н, превышает 1,5 ... 2,0. Идеальная согласующая цепь широкопосного УМ должна иметь постоянное входное сопротивление во всем диапазоне рабочих частот. На практике это не удается выполнить, поэтому при проектировании широкополосных согласующих цепей устанавливают допустимые отклонения 52,„=- Ы,„+ )ЛХ,„, Широкополосные согласующие цепи выполняют либо на основе фильтров нз 7.С-элементов, либо на трансформаторах или трансформаторах-линиях. Согласующие цепи на основе ФНЧ.
Если отношение /„„„//,„ не превышает 3 ... 5, то согласующую цепь относительно несложно 82 родах транзистора, обеспечивающее оптимальный режим, )с„= 5 Ом, выходная емкость транзистора С„= 60 ... 120 пФ. Применим П-образную инвертирующую цепь (см. рис. 2.6, в), ее характеристическое сопротивление р = У) „Я„= 16 Ом. Ем кости согласующей цепи С = С, = !/(гар) = 99,5 пФ, индуктив ность /. = р/со 25,5 нГ.
Га качестве емкости С, можно использовать выходную емкость транзистора, имеющую тот же порядок величины (рис. 2.14, 6). выполнить на (.С -фильтрах нижних частот. Простейший ФНЧ- преобразователь сопротивлений представляет собой последовательное соединение нескольких Г-образных цепочек (рис. 2.15). Легко заметить, что здесь входное сопротивление больше сопротивления нагрузки, емкость С, способствует фильтрации входного напряжения, индуктивность У. а — фильтрации выходного тока. Достоинство подобных преобразователей — в возможности использования межэлектродных емкостей и индуктивностей выводов АЭ в качест- Ц 1 ха ве элементов ФНЧ.
ПРоектиРование согласУю- бдаб Гт Га С, быдбб щих цепей на базе ФНЧ осуществляется по методикам проектирования филь|ров (см на р пример, (121). Максимальные "' ' ' френч рабочие частоты определяются возможностью создания сосредоточенных ЬС-элементов и составляют несколько гигагерц. Трансформаторы с магнитной связью между обмотками могут выполнить одну из функций согласующей цепи — преобразование сопротивлений — при отношении ~таах4„то =.
50 на частотах примерно до 10 МГц. Трансформаторы для согласования сопротивлений Рнс. 2дб. Трансформаторы-лнннн: о — с тородвальным феррнтовым сердечннком; б — со стержневым сер. дечннком; а — аавнвалентнаа схема обычно выполняют на ферритовых кольцах. Коэффициент трансформации сопротивлений у --- я,„я„ =- (от,/ша)а, где пт„ ша — число витков первичной и вторичной обмоток. Трансформатор-линия представляет собой тороидальный или стержневой ферритовый сердечник с двумя обмотками.
Обмотки соединены таким образом, что образуют двухпроводную линию передачи, по которой распространяется бегущая волна от источника колебаний к нагрузке. В трансформаторе, изображенном на рис. 2.16, волна распространяется по линии от клемм 1-3 до клемм 2-4. Поскольку токи в обмотках равны и направлены противоположно, онн практически не создают магнитного потока в сердечнике, тем самым обеспечивая минимальные потери в них.
Суммарные потери мощности в трансформаторе-линии не превышают 0,05 ...О,1 дБ. Если к клеммам 1 — 3 подключить источник колебаний, а к клеммам 2-4 — нагрузку, то коэффициент трансформации Ж окажется равным единице. Чтобы получить У чь 1, применяют последовательное или параллельное включение нескольких трансформаторов (рис. 2Л7).
В схеме рис. 2.17, а входы трех трансформаторов-линий соединены параллельно, а выходы — последовательно. Учитывая, что амплитуда тока в нагрузке 1н =- 1,х13, а амплитуда напряжения в нагрузке (1„= 3(1,„, где 1,„, 11,„— амплитуды входного тока и напряжения, получим входное сопротивление Гг,х = (1„11„=- й„!9, где 1с„=- (1„11„. 1» а» и„ Рнс. 237. Схемы согласуннцнх цепей на трансформаторах- лнннях Таким образом, рассматриваемый трансформатор является понижающим с коэффициентом трансформации сопротивлений л1 = 119. Применяя другие варианты включения, можно получить повышающий трансформатор с целым или дробным У, например для схемы, изображенной на рис.
2.17, б, А1 = 4. Действительно, здесь (1„=- 2 (1ю 1,„= 1„12 и Р,„= 4йю Чтобы коэффициент трансформации был постоянным в широкой полосе частот, необходимо отсутствие резонансов в трансформаторе- линии. С этой целью линию нагружают сопротивлением, равным ее волновому сопротивлению р, обеспечивая режим бегущих волн.
Кроме того, длину линии 1, выбирают из условия 1, ~ Х,/4, гдей,— длина волны, соответствующая верхней рабочей частоте. Для схемы рис. 2.17, а условие согласования имеет вид р = )с„13, для схемы рис. 2.17, б — р= 2)с„. При выполнении указанных условий трансформаторы-линии имеют постоянный коэффициент трансформации в широкой полосе частот (0,5 ... 100 МГц). Вместо двухпроводной в трансформаторах часто используют гибкие ленточные и коаксиальные линии.
Методика проектирования трансформаторов-линий достаточно подробно изложена, например, в (12). Поскольку трансформаторы-линии не обладают избирательными свойствами, работа УМ в режимах АВ, В и С при однотактном 84 включении АЭ приводит к генерации мощности на гармониках основ- ной частоты. Для исключения излучений на гармониках в широкопо- лосных УМ активные элементы используют в режиме класса А или включают по двухтактной схеме и применяют класс В. 2 2.7. Параллельное и двухтактное включение активных элементов ва~( Во многих случаях мощность колебаний передатчика превышает мощность, которую способен отдать одиночный АЭ.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
