ЭПУ_3 (1088703), страница 2

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 2)

U₀(α) = = 2,82U₂/π cos α = U_0maxcos α ; I₀(α) = I_0max cos α. (6)

Последние выражения показывают, что предельный угол регулирования управляемого выпрямителя при Xн/Rн→∞ составляет α_max = 90°. Постоянная составляющая тока тиристора I_0vs, действующее значение тока I_vs (ток вторичной обмотки I₂) и соответствующее значение коэффициента формы kф₂ = I₂(α)/I_0VS определяются соотношениями

I_0vs = I₀(α)/2; I₂(α) = I_vs(α) = 0,707 I₀(α); kф₂ = 0,707. (7)

Следует отметить, что коэффициент формы kф₂ при индуктивной нагрузке (7) не зависит от угла регулирования α в силу постоянства формы тока i₂ (рис.5).

Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора определяется обычным соотношением I₁(α) = 1,41 n I₂(α) = n I₀(α). Коэффициент искажения тока i₁ для случая Xн/Rн → ∞ также не зависит от угла регулирования и определяется соотношением ν_1L = I₁₍₁₎/I₁ ≈ 0,9.

Р
асчетные мощности обмоток трансформатора определяются действующими значениями соответствующих токов и напряжений следующим образом:

P_II = 1,57P₀(α)/cos α ; P_I = 0,707 P_II; Pгаб = 1,34 P₀(α) / cos α.

В случае работы управляемого выпрямителя с резистивно-индуктивной нагрузкой первая гармоника тока первичной обмотки i₁₍₁₎ отстает по фазе от напряжения питающей сети на угол φ₁ , равный углу регулирования α. Следовательно, cos φ_1L = cos α, а полный коэффициент мощности

χ = ν_1L cos φ_1L = 2,82/π cos α ≈ 0,9 cos α .

Р
азложением функции выпрямленного напряжения (рис. 5) в ряд Фурье определяются амплитуда основной гармоники и коэффициент пульсации выпрямленного напряжения

kп_L = 2/3√(1 + 4 tg²α). (8)

Следует отметить, что при α = 90° и конечном значении индуктивности фильтра L1 постоянная составляющая выпрямленного напряжения отлична от 0 (как это следует из (3.6)), так как при некоторых углах регулирования α > arctg (Xн/Rн) из-за ограниченности энергии, запасенной в магнитном поле дросселя, ток в нагрузке перестает быть непрерывным. При этом ток в цепи нагрузки протекает на протяжении угла θ < π, а регулировочная характеристика выпрямителя описывается следующим выражением:

_θ+α

U₀(α) = 1/π ∫ E_2m sin ωt dωt = 0,5U_0max [cos α – cos(α + θ)] (9)

^α

Так как длительность протекания тока диода определяется отношением Xн/Rн, то в соответствии с (9) можно построить целое семейство регулировочных характеристик для различных значений Xн/Rн (см. рис. 3), которые будут находиться между регулировочными характеристиками для случаев Xн = 0 и Xн/Rн → ∞. Таким образом, использование индуктивного фильтра хотя и приводит к сглаживанию тока в нагрузке, однако при этом снижаются cosφ₁ и коэффициент мощности выпрямителя χ , возрастает коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения (8). Указанные недостатки можно уменьшить при использовании схемы управляемого выпрямителя с нулевым диодом VD0, который подключается параллельно всей цепи нагрузки полярностью, обратной знаку постоянной составляющей в этих точках (см. рис. 1). Это определило и другое название нулевого диода – обратный диод.

Н
а рис. 6 приведены формы напряжений и токов в основных элементах управляемого выпрямителя с нулевым диодом. Включение в схему нулевого вентиля исключает появление выпрямленного напряжения отрицатель-ной полярности в промежутках времени (0 < ωt < α) и (π < ωt < π+α). Тиристор VS2 в течение интервала времени 0 < ωt < α остается закрытым, так как на его аноде действует запирающее напряжение. В момент времени, соответствующий ωt = α, импульсом со схемы управления открывается тиристор VS1, в результате чего выпрямленное напряжение скачком возрастает до положительной величины, определяемой углом регулирования α, что приводит к запиранию обратного диода VD0. В момент ωt = π тиристор VS1 закрывается, а нулевой диод VD0 снова открывается, оставаясь в проводящем состоянии до открывания тиристора VS2, т. е. до момента времени ωt = π + α. Соответственно, регулировочная характеристика для схемы с обратным диодом U₀(α) = f(α) определяется выражением (3), а коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения также уменьшается и соответствует схеме с резистивной нагрузкой (5).

Средние и действующие значения тока вторичной обмотки, его коэффициент формы kф₂ , а также ток обратного диода VD0 при Xн/Rн → ∞ определяются следующими выражениями:

I_0VS = 0,5 I₀ (π – α)/π; I_0VD0 = α/π I₀; I_VD0 = I₀ √ α/π;

(

10)

I₂ = I_VS = I₀ √(π –α)/2π; kф₂ = I_VS/I_0VS = √ 2π /(π –α).

Из разложения в ряд Фурье тока первичной обмотки i₁(ωt) следует, что первая гармоника i₁₍₁₎ смещена по отношению к напряжению сети на угол α/2, а не на угол α, κак при отсутствии нулевого диода (см. рис. 5). Таким образом, для схемы с нулевым диодом и резистивно-индуктивной нагрузкой

cos φ₁ = cos α/2 (см. рис. 6).

Действующее значение тока первичной обмотки I₁ и его первой гармоники I₁₍₁₎, а также коэффициент искажений тока определяются следующими выражениями:

I
₁ = n √(π – α)/π I₀; I₁₍₁₎ = n0,9I₀ cos(0,5α);

(
11)

ν₁ = I₁₍₁₎/I₁ = 2,82 cos(0,5 α) / √(π – α)π .

Расчетные мощности обмоток трансформатора и габаритную мощность Pгаб можно определить исходя из соотношений (10) и (11):

P
_II = 2U₂I₂ = P₀√(π – α)π /(1+cos α);

(
12)

P_I = U₁I₁ = P_II /√ 2; Pгаб = (P_I+P_II)/2.

Применение обратного диода в схеме управляемого выпрямителя с резистивно-индуктивной нагрузкой позволяет, как следует из выражений (5), (11) и (12), не только снизить коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения и габаритную мощность трансформатора, но и повысить полный коэффициент мощности выпрямителя:

χ = ν₁cos φ₁ = 2,82 / √(π – α)π cos²α/2.

С физической точки зрения это можно объяснить тем, что в данной схеме энергия, накопленная в дросселе L1, преобразуясь в электрическую на интервале времени (0 < ωt < α), отдается только в нагрузку и не затрачивается на компенсацию отрицательного напряжения в сети переменного тока. Правда, с увеличением угла регулирования расчетные мощности обмоток трансформатора (12) и габаритная мощность трансформатора все же возрастают. Так, для α = 0 Pгаб ≈ 1,34 P₀, а для α = π/2 Pгаб ≈ 1,9 P₀.

Значение обратного напряжения на тиристорах, как и в обычной схеме, определяется амплитудой линейного напряжения вторичных обмоток Uобр = 2E_2m. В то же время обратное напряжение на нулевом диоде VD0 определяется амплитудой фазного напряжения Uобр _VD0 = E_2m.

Внешняя (нагрузочная) характеристика рассматриваемого управляемого выпрямителя U₀(α) = f(I₀) в отличие от характеристик неуправляемых выпрямителей (2) представляется семейством внешних характеристик, соответствующих различным углам регулирования α:

U₀(α) = 0,5(1 + cos α)U_0max – ∆U_Σ ≈ 0,45U₂ (1 + cos α) – ∆U_Σ.

В
о многих устройствах, например в регулируемых выпрямителях, используемых в схемах стабилизаторов, характерным условием работы является постоянство напряжения на нагрузке U₀ = const при колебаниях питающего напряжения в относительно узком диапазоне от минимального U_1min до максимального U_1max. При этом тиристорный стабилизатор часто используется для предварительной стабилизации входного напряжения линейных стабилизаторов, что позволяет уменьшить мощность рассеяния на его регулирующем элементе. С целью снижения пульсаций выходного напряжения и повышения энергетических показателей управляемых выпрямителей в таких случаях широко используются схемы со ступенчатым регулированием или с вольт-добавкой (рис. 7, а). В этой схеме минимальное напряжение на выходе U_0min = 2U_2mS/π, где S = w₂/(w₂ + w₂') = (1...0), обеспечивается неуправляемым выпрямителем на основе диодов VD1 и VD2, а повышение выходного напряжения до максимального значения U_0max достигается при включении тиристоров VS1 и VS2, подключенных к добавочным вторичным обмоткам трансформатора с числом витков w₂'. При максимальном выходном напряжении U_0max = 2E_2m/π тиристоры открываются в самом начале каждого из полупериодов (α = α_min ≈ 0), тем самым, обеспечивая закрытое состояние диодов VD1 и VD2 на весь период работы. При изменении угла регулирования α в пределах от 0 до π постоянная составляющая выпрямленного напряжения определяется выражением:

U₀(α) = E_2m/π [1 + S + (1 – S)cos α].

Последнее равенство описывает семейство регулировочных ха-рактеристик управляемого выпрямителя с вольт-добавкой (рис. 7, б).

Действующие значения токов обмоток трансформатора для ин-дуктивного характера нагрузки определяются соотношениями

I


₂ = I₀/√ 2; I´₂ = I₀/√ 2 √ 1 – α / π;

I₁ = nI₀√ 1/S² + (1 – 1/S²) α / π = nI₀ kф₁ .

Характеристики

Список файлов книги