Степаненко И. Основы теории транзисторов и транзисторных схем (1977) (1086783), страница 74
Текст из файла (страница 74)
к Ек Н6 гй+1»» ! )7» +г»1 (га+)~ )1 Этот коэффициент показывает, какая доля тока ))16 поступает во в н е ш н ю ю цепь коллектора (остальная часть тока ответвляется в резистор г„") ', Во всех практических случаях )(„)( гс„ь г„поэтому (7-19а) упрощается: С помощью коэффициента у„" легко внести поправки в выражения (7-15) — (7-17). А именно, из (7-19а) следует соотношение 1, = . у„* (р1ь), которое можно переписать следующим образом: !к = (йу*.) 1в. (7-20) который следует использовать вместо р во всех ранее выведенных формулах.
При этом, поскольку ~„< (3, входное сопротивление и коэффициенты усиления каскада с учетом 4„уменьшаются. Количественно эти поправки тем более существенны, чем больше суммарное сопротивление Й„1! Р„. Теперь можно решить вопрос о максимальном коэффициенте усиления каскада. Заменив в формуле (7-16) 6 на р„, полагая Я„1! (г„= оо н учитывая (4-90), нетрудно получить предельное значение г„ Я,+ге+с, ' (7-21 а) которое отнюдь не равно бесконечности, как следует из упрощенной теории. Однако формула (7-21а) дает такие большие значения К„, при которых не выполняется условие (7-1).
Поэтому, чтобы оценить реальное значение максимального коэффициента усиления, нужно учесть обратную связь по напряжению с помощью генератора р,„0„ (см. рис, 4-24). Для этого достаточно разделить коэффициент К на двучлен 1+ К„р,„, где р,„играет роль коэффициента обратной связи () в ламповых схемах 1621. Тогда, используя соотношение (4-26) при у = 1, получаем: гк Ки юг 51 нк+гб+гв (1+ з ) (7-216) При большом значении Й, разница между формулами (7-21а) и (7-216) невелика, но в предельном случае, когда И, = 0; разница получается в несколько раз.
Например, при и = 40; г„= 1 МОм; 'ь = 100 Ом; г, = 25 Ом и Р„= 0 формула (7-216) дает К„„, = 1500, ~огда как из формулы (7-21а) следует К„=- 6000. Напомним, что в обоих случаях предполагалось неравенство 6' !! И„~ь гю которое Как видим, уменьшение коллекторного тока в реальной схеме (рис. 7-4) по сравнению с идеализированной (рис. 7-2) равносильно уменьшению коэффициента (3. Таким образом, с формальной точки зрения учет сопротивления г„ 'означает замену коэффициента усиления р эквивалентным ковффиг(иентои усиления даже при холостом ходе (Р„=- оо) практически нельзя выполнить в связи с трудностями установления режима транзистора '.
Замщим, что параметры К„~ и К„„„, являются аналогамн «статического» коэффициента усиления и в лампах и МдП транзисторах. Соотвстсаенно эти параметры можно найти из известного соотношения р= о««ь где 8 — крутизна н яг — внутреннее (выходное) сопротивление транзистора. так же, как и в случае пентодов, коэффициент р в случае биполярных транзисторов практически не используется, хотя и данг представление о предельном коэффициенте усиления каскада.
Заменяя () эквивалентным коэффициентом р и сохраняя структуру упрощенной схемы (рис. 7-2), мы тем самым оставляем прежнее значение выходного сопротивления, определяемое формулой (7-3). Между тем из рис. 7-4 видно, что выходное сопротивление должно зависеть от значения г". Поэтому найдем значение Р,м„из рис, 7-4 обычным путем, т. е. задавая некоторую э. д. с. Е на выходе при отключенной нагрузке )т„и при Е„= О. Тогда ток 1, обусловленный э.
д. с. Е, будет состоять из трех компонентов: 1л, 1,» и (»1е. «' 'к Первый из них равен Е1Ею Второй компонент положим равным Е1г„', так как точку Б' можно считать заземленной '. Наконец третий компонент ())1а) найдем из соотношения 16 1«е гб н161гб основанного на принципе суперпозиции з.
Суммируя все три компонента и деля э. д. с. Е на эту сумму, после некоторых преобразований получим: )(.м=)(.нг. ((+й е)1. (7-22) Здесь Е„является в н е ш н е й составляющей, а собственно выходное сопротивление со стороны коллектора, обусловленное величиной гю имеет внд: Р..=гй() +Ие). (7-23) В обеих полученных формулах коэффициент р имеет обычный смысл и не должен заменяться на () .
Выходное сопротивление уве. личивается с увеличением уе. » В первую очередь речь идет о падении напряжения на резисторе ««« от постоянной составлщощей коллекгорного тока. Например, при токе 1««= ( мй сопротивление ге обычно составляет не менее !О кОм. Если принять й„= бг,',. то напРЯжение «„й««пРевысит 50 В, а напРЯжение питаниЯ йк бУдет еще болыпе.
» В самом деле, если бы генератор В(а отсутствовал, то напряжение на эмвттерном переходе составляло бы (Г, -Š— „' ~ Е; при наличии генератора р(з гк напряжение (1, оказывается еще меньше. а В данном случае используется суперпозиция (сложение) двух составляющих базового тока 1е и га, первая нэ которых обусловлена э. д. с. и и сопротивлением ~"'„" (пРи Условии (»= О и г = О), а втоРаЯ вЂ” генеРатоРом тока Р1е (при условии Е= О), Максимальное значение 7(е„к = г,*, (1+ ()уае) получается при 77 = О, когда источником сигнала является 'генератор э. д.
с. Мйннмальное значение )7,„„ = гк получается при гс(„ = оо, когда источником сигнала является генератор тока. Еще один фактор, который ве учитывается при использовании эквивалентного козффициевта ()еа и упрощенной зквивалентной схемы (рис.
7-2) — зто цен о с р еде твен н ое, «сквозное» прохождение части входного сигнала ца выход через делитель напряжения гк — 17кййе, подключенный параллельно сопротивлению г,. Из рнс. 7-4, полагая й= О и учитывая соотношение г, м, "г», нетрудно получить козффициент сквозной передачи в виде Каке = Е та (1 тк) ° В отличие от нормального коэффициента усиления К„коэффициент К„„ имеет п о л о ж и т е л ь и у ю полярность, так как при нейосредственном прохождении сигнала его полярность не меняется. Обычно К,„е ~, '1, тогда как Кк "л 'ь 1; следовательно, роль сквозного прохождения несущественна, во всяком случае в области средних частот. 7-3.
КАСИАД В ОБЛАСТИ БОЛЬШИХ БРЕМЕН И НИЗШИХ ЧАСТОТ Эквивалентная схема каскада в области больших времен„в которой существенное значение имеют емкости С„Сз и С„показана на рис. 7-5. Здесь для простоты не учтено сопротивление г„', так как указанные емкости выбираются всегда со значительным запасом, который делает нецелесообразнымм учет тех поправок, гБ га Б' К Сх которые обусловлены велп- ~уга чиной гю Рассмотрим алия- ~г 74 ние каждой из этих емкос- Лк Ле тей поочередно, полагая остальные две емкости бесконечно большими (т.
е. кзакороченными»). Рис. 7-5. Эквивалентная схема каскада Влияние переходных ем- в области больших времен (низших костей. Положим сначала частот). С, = оо, С, = оо и выясним Роль С,. В первый момент после поступления ступенчатого сигнала наличие этой емкости не имеет значения и входной ток, а значит, и выходные величины будут такими же, как в области средних частот'. В дальнейшем емкость С„заряжается и входной ток, а значит, и выходные величины уменьшакпся.
Получается спад вершины выходного импульса. 1(ля количественного анализа следует добавить к )т, операторное сопротивление 1/(вС»). Полагая теперь С, = со, С„= оо и рассматривая влияние Сз, »»г»». »Ю» для ступенчатого сигнала емкость в первый момент можно рассматривать как дороткозамкнутый участок.
работает так же, как в области средних частот. В дальнейшем, по мере заряда емкости С„входной ток не меняется, а ток и напряжение нагрузки уменьшаются. Для количественного анализа следует добавить к Я„операторное сопротивление 1/(зС,). В обоих случаях из выражения (7-4а) нетрудно получить изоб» ражение в котором К„э — коэффициент усиления в области средних частот, а постоянная времени т„ имеет вид: т„,=Сг()г,+Р„) (7-25а) для первой емкости и т" = Сэ (йк+ йа) (7-256) для второй емкости.
Оригиналом изображения (7-24) является обычная экспоненциально спадающая функция (рис. 7-6): (7-26) Относительньй спад вершины при достаточно коротком импульсе ((„~ т„) выражается известной формулой 1621: ли„„„ б = — ~-- ~'вых тн (7-27) (7-28) Нижние граничные частоты ы„н а„, определяются как величины, обратные постоянным времени т„и т„, [см.
(7-25)1. Частотная характеристика имеет такой же вид, как и в ламповом каскаде (рис. 7-7). Влияние блокирующей емкости в цепи эмиттера. Полож"и С, = со, С, = со и выясним роль емкости С, в переходном процессе (см. рис. 7-6). В случае транзисторных каскадов получить малый спад 8 часто нелегко, поскольку постоянные времени т„и т, можно увеличивать только путем увеличения емкостей.
Последние должны быть весьма большими, так как сопротивления Й„Й,„, Я„н Р„ обычно не превышают нескольких килоом. Как правило, конденсаторы С, и С, — электролитические, с емкостями в десятки, а иногда и сотни микрофарад. Частотные характеристики, обусловленные переходными конденсаторамн, получаются из выражения (7-24) заменой оператора з на )м: Охи 0,7 0,5 00' 45' 0 01 1 10 100 Рис. 7-7. Амплитудно- и фазо-частотная характеристики в области низших частот (сдвиг фазы на !аб' в области средних частот не учитывается). Рис. 7-6. Переходная характеристика в области больших времен (штриховая линия) и прямоугольный импульс с искажеяной першиной (жирная линия). сильно уменьшаются за время переходного процесса, но их конечные значения будут все же отличны от нуля.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
