Оппенгейм - Применение цифровой обработки сигналов (1044221), страница 62
Текст из файла (страница 62)
Создание такого буфера — вполне разрешимая задача. Г Г $ о Ю а3 ~о о ФИ о ~й о Р Е И Е а3 О3 сб О. о о Е 16 ~.> а Г сь И В некоторых системах обнаружитель не выделяется в отдельную подсистему в общей поточной структуре, а объединяется с согласованным фильтром. 2?9 280 Глава о Применение ЦОС в радиолокации 281 После окончания интервала приема ИПО накопленный первый массив отсчетов сигнала обрабатывается в согласованном фильтре. Массив считывается из буфера БП1 с частотой, зависящей от скорости обработки в фильтре.
Отметим, что частота дискретизации на входе и частота поступления данных в согласованный фильтр не зависят друг от друга, однако согласованный фильтр должен обладать быстродействием, достаточным для завершения обработки всего массива отсчетов сигнала, сформированного на интервале ИПО, за один период повторения. Интересно отметить, что в принципе обработка в согласованном фильтре может выполняться за время, меньшее длительности интервала приема, т.
е. быстрее реального времени. Отметим также, что как буфер БП1, так и все последующие буферные блоки памяти должны дублироваться, чтобы можно было выводить данные из БП1 в согласованный фильтр на интервале СФО и в то же самое время принимать в БП1 новый массив отсчетов следующего интервала приема ИП1. Выходные результаты согласованного фильтра накапливаются в буфере БП2, откуда они затем вводятся в блок обнаружения для последующей обработки. В конце интервала приема ИП1 работает только одно звено поточной системы обработки, поскольку она еще должна заполниться данными. С этого момента может начаться обработка массива данных, относящихся к интервалу .приема ИПО, в блоке обнаружителя.
В согласованном фильтре на участке СФО будет обрабатываться массив отсчетов, принятых на интервале ИП1, а на входе будет накапливаться массив интервала приема ИП2. После окончания интервала ИП2 начнут работать все три подсистемы одновременно, обрабатывая массивы данных, относящиеся к различным интервалам приема, и в системе установится поточный режим. Итак, один массив данных обрабатывается за три периода повторения, однако пропускная способность поддерживается достаточной для обеспечения обработки сигналов в реальном времени. Это означает, что на одном периоде повторения один массив исходных отсчетов вводится в устройство обработки, а один массив результатов выводится и передается в СОД. Описанное распределение вычислительных операций в устройстве обработки сигналов позволяет раздельно проектировать его отдельные подсистемы.
Можно, например, поставить задачу предельного упрощения схемы согласованного фильтра при условии, чтобы продолжительность фильтрации была меньше периода повторения. Взаимосвязь между тремя подсистемами осуществляется с помощью блоков буферной памяти, которые обеспечивают поступление данных в каждую из подсистем. Из рис. 5.3 следует, что каждый буфер должен быть рассчитан на два массива данных, один из которых поступает в буфер из предыдущего устройства, а другой считывается из буфера и поступает на обработку в подсистему, следующую за ним.
В некоторых случаях (например, в радио- .покаторах с синтезированием апертуры или при обработке пачек -импульсов) приходится перед началом обработки, заключающейся в интегрировании или когерентном накоплении, накапливать отсчеты эхо-сигналов на большом числе периодов повторения, поэтому объем буферной памяти устройства цифровой обработки должен быть значительно увеличен. Из последующего рассмотрения станет ясно, что быстродействующая память большой емкости используется не только в блоках буферной памяти, но и во внутренней памяти устройства обработки. Объем памяти является важной характеристикой устройств цифровой обработки радиолокационных сигналов; выигрыш от распределения вычислительной нагрузки с целью проведения обработки на всем периоде повторения часто превалирует над проигрышем из-за усложнения памяти.
5.4. Теория обработки радиолокационных сигналов Для любой радиолокационной системы важным является вопрос, какие сигналы следует излучать и обрабатывать. Хорошим примером, иллюстрирующим эффективность теории преобразования Фурье, является исследование радиолокационных сигналов с использованием введенной Вудвордом функции неопределенности 145].
Ниже будет рассмотрена функция неопределенности только для дискретных сигналов, так как применительно к непрерывным сигналам она уже была неоднократно описана [7, 9]. Отметим, в частности, что для цифровых систем проблема выбора сигналов более актуальна, чем для аналоговых, так как благодаря своей универсальности цифровое устройство обработки дает возможность использовать в радиолокаторе зондирующее колебание практически любой формы, тогда как в аналоговых системах обычно') применяются одни и те же по существу простейшие колебания, такие, как мопохроматические или ЛЧМ-импульсы. 5А.1.
Теория согпасоааниой фильтрации В основе работы всех импульсных радиолокаторов лежит простой принцип: излучается сигнал и измеряется время его распространения до цели и обратно. Так как мощность эхо-сигнала уменьшается пропорционально четвертой степени расстояния до цели, то принимаемый сигнал оказывается, как правило, очень слабым. В первых радиолокаторах для улучшения отношения сигнал/шум использовались фильтры, подавляющие аддитивные шумы. Фильтр, оптимизирующий пиковое значение отношения сигнал/шум при приеме в присутствии аддитивного белого гауссовского шума, называется согласованным [27].
в Исключение составляют корреляционные фильтры поверхностной акустической волны. Глава 5 282 Применение ЦОС в радиолокации 283 в.с1')= 1 6„1') и — "'" »1 (5.14) а„д) = Х а„(пТ ) е — )'г'1ит и — —— (5. 15) (5.10) то (5. 16) или после замены переменной (5.1 1) (5. 12) Позже было показано, что согласованный фильтр — это уст ройство обработки радиолокационных сигналов, оптимальное с точки зрения максимизации вероятности обнаружения цели ~46]. Этот критерий оптимальности представляет больший интерес и является более фундаментальным, поскольку он соответствует одному из назначений радиолокационной системы. а именно обнаружению цели.
В данном разделе рассматриваются вопросы реализации согласованных фильтров методами цифровой фильтрации, причем то обстоятельство, что фильтрации подвергаются дискретнзованные сигналы, приводит, как и следовало ожидать, к некоторым интересным особенностям. Классическим средством для описания работы согласованного фильтра в случае, когда отраженный сигнал имеет некоторое запаздывание и доплеровское смещение, является хорошо известная функция неопределенности радиолокатора (7, 9, 36]. Приводимый ниже вывод основывается главным образом на работе Блэнкеншипа и Хофштеттера ~3]. Обозначим комплексную огибающую зондирующего сигнала через я(Ц.
Тогда комплексная огибающая для принятого сигнала будет описываться выражением ~ (~) = З (~ — -.) Е-анги/ Р-с), где т — относительное, запаздывание, а 1 — относительное доплеровское смещение. Предположим сначала, что фильтр, в котором производится обработка принятого сигнала, в точности согласован с зондирующим сигналом. Импульсная характеристика такого фильтра представляет собой инвертированный во времени комплексно-сопряженный зондирующий сигнал з*( — Ц (без учета конечной задержки, необходимой для того, чтобы фильтр был физически реализуемым). Отклик согласованного фильтра у(1) равен свертке эхо-сигнала г® с импульсной характеристикой этого фильтра з*( — Ц, т.
е. ур)= ~ 84»( — и)я(~ — и=.) е — )г'г'(~ — ' — ) Ып у())=е ~гак~ .) ~' 8Р(г) я(г+(~ — -.)) е — )г.у~,уг Так как этот отклик просто задержан на величину т, то, сместив на т начало координат, получим более простое выражение А (~, ~):~ у (~, ~) = ~ з"» (г) з (г) + ~) е †)'у' А й котором опущен фазовый сомножитель, поскольку, как правило, интерес представляет лишь модуль, т.
е. огибающая, отклика фильтра. Полученная функция — хорошо известная функция неопределенности'>. Она интерпретируется просто как временная функция, получаемая после прохождения сигнала через фильтр, согласованный с этим сигналом. Эта функция обладает рядом важных интересных свойств, позволяющих проектировщику выбрать тот или иной сигнал в зависимости от целевой обстановки. Этот вопрос подробно рассмотрен во многих книгах по радиолокации ~7, 36, 39].
При реализации согласованного фильтра в цифровой форме принятый сигнал прежде всего дискретизуется с периодом Т, секунд, что дает отсчеты з (пТ, — -.) е — 1"У("г,— —.) . Импульсная характеристика цифрового согласованного фильтра равна я~( — пТ,). Таким образом, цифровая функция неопределенности, как легко убедиться, определяется следующим образом: А„(~, ~) = ~ з(пТ,+~) я'" (пТ,) е — )гиг"г (5.13) Существует простое соотношение, связывающее аналоговую и цифровую функции неопределенности любого заданного сигнала.
Оно в точности совпадает с соатношением между преобразованиями Фурье аналогового сигнала и этого же сигнала после дискретизации. Если в. »»') =,' г, в. () 4-," ). л=— Искомое соотношение между аналоговой и цифровой функциями ъ неопределенности непосредственно вытекает из сопоставления фор»и)»и 15.14) и 15.15) с 15.12) и 15.13): А»11, »') — г А (1, 1'+ П= — » ') Существуют и другие формы функции неопределенности, отличающиеся лишь знаком ~ и выполнением операцни комплексного сопряжения. 284 Глава 5 Применение ЦОС в радиолокации 1л— з(1)=р(1) е (5.
18') где 1 при Т, Р(1) = 0 при других (5.19) А (1, 1)= при других 1, Соотношение (5.17) особенно полезно для определения влияния частоты дискретизации на структуру цифровой функции неопределенности (при этом аналоговая функция неопределенности считается известной). Рассмотрим в качестве примера ЛЧМ-колебание, описываемое функцией Т вЂ” длительность сигнала, а %' — девиация частоты. Аналоговая функция неопределенности такого колебания равна ! ~1~~ Т з1п тс1%г — ~Т) 1 — ) ~ -1 при ~~~ =-Т, (5.20) к(%7 — ~Т) причем фазовый сомножитель, как обычно, опущен. Для оценки структуры функции неопределенности проще всего использовать контурную диаграмму, изображенную применительно к ЛЧМ-сигналам на рис. 5.4.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
