Шостак А.С. Антенны и устройства СВЧ. Часть 2. Антенны (2012), страница 14

Диаграмма направленности такой антенны f  ,  равна произведению ДН единичного излучателя f1  ,  на множитель решетки (рис. 3.18):f  ,   Af1  , sin  N / 2 .sin  2 73Здесь   kd sin    1 - сдвиг по фазе между полями антенны и директора заРисунок 3.18 – Диаграмма направленности антенны с активным директором (рефлектором):а) – в вертикальной плоскости; б) – в горизонтальной плоскостисчет разности хода лучей и сдвига по фазе тока между элементами  1 .Так как в данном случае число излучателей N= 2, f  ,   Af1  ,  2cos  2 Af1  ,  cos  d sin   1 .224Для однонаправленности антенны с директором необходимо, чтобыd   4 и     2, тогда f  ,   2 Af1  ,  cos   sin   1  , т.е.

ток в ди4ректоре должен отставать от тока антенны.В случае антенны с рефлектором условием работы будет d   4 и   2, , т.е. ток в рефлекторе должен опережать ток в антенне. На рис.4.18,а,б показаны ДН вибраторной антенны с «активным директором» (рефлектором) в двух главных плоскостях.Расчет антенны с пассивными направляющими элементами следуетначать с определения тока в элементах, зависящего от положения и настройкиэлементов. Метод наведенных ЭДС позволяет найти токи в антенне.74Пусть имеется два полуволновых вибратора, расположенных параллельно, к входным клеммам которых подключены источники с ЭДС е1 и е2 (рис.3.19,а).Рассматривая вибраторы как электрические цепи, можно записатьe1  I1Z1; e2  I 2 Z 2 ,где Z1 и Z2 - полные входные сопротивления вибраторов, найденные с учетомих взаимного влияния.Рассмотрим случай, когда второй вибратор пассивный (е2 =0) и клеммыего замкнуты на некоторое сопротивление Z2 H (рис.

3.19,б).Рисунок 3.18 – К расчету с пассивным направляющим элементомТок в этом элементе не может быть равен нулю из-за взаимодействиявибраторов. Следовательно, e2  0  I 2  Z 2  Z 2 H  , откуда Z2  Z2 H  0 илиZ22  Z2 H  Z21  0,где Z21 - наведенное сопротивление; Z22 - собственное сопротивление вибратора. Заменив наведенное сопротивление взаимным, получим( 3.19)Z 2 H  Z 22  1 Z21 ВЗ e j1  0,где  - отношение амплитуд токов в вибраторах;  1 - сдвиг по фазе между токами. Учитывая связь между токами первого и второго вибраторов( 3.20)I 2  I1  j1 ,и решая совместно уравнения (3.19) и (3.20), находим ток во втором вибраторечерез ток в первом:Z 21 ВЗI 2   I1.Z 22  Z 2 HВходным сопротивлением антенны в данном случае является входное сопротивление активного вибратораZ BX  Z1  Z11   Z12 ВЗ e j1 .Подставив в последнее выражение значение отношения токов из предыдущего уравнения, получим75Z BX  Z11 Z122 ВЗ.Z 22  Z 2 HДействительная часть этого выражения определяет сопротивление излучения антенны.Зная связь между токами в вибраторах, рассчитаем диаграмму направленности антенны.

Используя общую методику расчета поля сложной антенны, заменяем вибраторы эквивалентными точечными излучателями (рис.3.19,в) и суммируем их поля в дальней зоне. Воспользоваться множителем решетки в данном случае нельзя, так как амплитуды токов в вибраторах различны, поэтомуE  Em 1 cos t  kr   Em 2 cos t  k  r  d sin     1 .Можно показать, что Em 1 Em 2   , так как поля пропорциональны амплитудам токов в вибраторах. Тогда амплитуда суммарного поля определяетсяиз решения векторного треугольника (рис. 3.19,г):Em  Em 1 1   2  2 cos  kd sin    1  ,ИлиEm  Af1  ,  f2  ,  ,где A  60 I П r в случае любой вибраторной антенны; f1  ,  - диаграмманаправленности вибратора; f 2  ,   1   2  2 cos - множитель системы,учитывающий наличие второго (пассивного) вибратора;   kd sin    1 —сдвиг по фазе между полями активного и пассивного вибраторов в точкенаблюдения.Мы рассмотрели простейший случай, когда перед активным вибраторомнаходится один пассивный элемент.

Если перед вибратором находятся N - 1пассивных директоров, то, обобщая полученные результаты, запишем следующую систему уравнений для определения токов в элементах антенны:Z11I1  Z12 ВЗ I 2  Z13 ВЗ I 3  ...  Z1n ВЗ  e1 ,Z 21I1  Z 22 ВЗ I 2  Z 23 ВЗ I 3  ...  Z 2 n ВЗ  0,..................................................................Z n1I1  Z n 2 ВЗ I 2  Z n 3 ВЗ I 3  ...  Z nn ВЗ  0.Здесь сопротивления Z и токи I - комплексные величины, и решение уравнений представляет значительные трудности.При проектировании антенны с пассивными элементами обычно рассматривают ряд вариантов «волнового канала» с различными расстояниямимежду вибраторами и с разной длиной вибраторов и выбирают наилучший вариант.

Расстояние d между излучателями обычно выбирают в пределах d(0,1... 0,3) λ, т. е. не обязательно равным λ /4.Расчетным путем можно получить только ориентировочные значениярасстояния d и длин вибраторов. Исследование антенны с пассивными элемен-76тами показывает, что для получения наилучших результатов амплитуда и фазатока в них должны подстраиваться. Это можно осуществить путем изменениясопротивления Z2 H. На коротких волнах в качестве такого подстроенного сопротивления применяют шлейф, который подключают к входным клеммамвибратора. На СВЧ подстройку пассивного вибратора производят изменениемего длины в небольших пределах.Опыт показывает, что при одинаковых поперечных сечениях вибраторовпассивный рефлектор должен быть на несколько процентов длиннее активноговибратора, а пассивный директор короче.

На коротких волнах чаще всего используется работа пассивного элемента в качестве рефлектора. На УКВ и СВЧширокое распространение получили антенны типа «волновой канал» (рис.3.20,a), состоящие из одного активного вибратора, одного рефлектора и нескольких директоров.Рисунок 3.20 – К расчету антенны типа “волновой канал”:а) – упрощенная схема (1 – активный вибратор; 2 – рефлектор; 3 директоры); б) – вспомогательный график для определения КНДУвеличение числа директоров сужает ДН и увеличивает интенсивностьизлучения в направлении главного максимума. Применение рефлекторов свыше одного лишено смысла, так как поле за рефлектором значительно ослаблено и второй рефлектор малоэффективен. Иная картина с директорами, так каккаждый последующий директор попадает в интенсивное поле антенны и оказывает значительное влияние на диаграмму излучения.

Коэффициент направленного действия такой антенны может быть определен по формулеD  k1 L  , где L - полная длина антенны; k1 - коэффициент, зависящий отдлины антенны и определяемый по графику рис. 3.20,б.3.10Антенны бегущей волны и ДН линейной антенныВ гл. 2 рассмотрены антенны, представляющие собой линейные вибраторы, вдоль которых ток распределен по закону стоячей волны.77Наряду с указанными широко применяются линейные излучающие системы из одинаковых источников электромагнитного поля, расположенныхнепрерывно или дискретно вдоль заданного направления в пространстве, ток(поле) по которым распределен по закону бегущей волны.Примерами таких систем являются прямолинейный провод с электрическим током, протяженная щель вдоль узкой стенки прямоугольного волновода,система одинаковых излучателей, центры которых расположены на прямойлинии (антенная решетка), а также антенны, выполненные на основе замедляющих систем, способных поддерживать поверхностные волны: диэлектрические стержневые, спиральные, импедансные.784 АНТЕННЫ В РЕЖИМЕ ПРИЕМА4.1Параметры и характеристики приемных антеннПри работе в режиме приема на входе антенн под действием падающегона нее извне электромагнитного поля (рис.

4.1) наводится ЭДС е, величина которой зависит от направления и формы фронта падающей волны, величины иориентации напряженности электромагнитногополя и свойств самой антенны. Основным параметром приемной антенны, характеризующим еенаправленные свойства,являетсякомплекснаядиаграмма направленности F  ,  , под которой с точностью до постоянного множителя спонимают зависимостькомплексной амплитудыЭДС e  ,  на входеантенны от направлении ,  падения на антенну плоской электромагРисунок 4.1 – Расположение приемнойнитной волны с постоян- антенны относительно поля падающей волныными амплитудой и фазой в точке падения и поляризацией, обеспечивающей максимальное значениеЭДС для каждого направления падения:( 4.1)FПР  ,   ce  , Представим FПР  ,  в видеFПР  ,   FПР  ,  ejФПР   , .( 4.2)Характеристика FПР  ,   FПР  ,  называется амплитудной диаграммой направленности приемной антенны, ФПР  ,  - ее фазовой диаграммой направленности.Коэффициент с обычно выбирают таким образом, чтобы максимальноезначение FПР  ,  по всем направлениям  ,  равнялось единице.

При та-79кой нормировке FПР  ,  называется нормированной комплексной диаграммой направленности. Если антенна и окружающее антенну пространство несодержат невзаимных элементов, то комплексная диаграмма направленностиантенны в режиме приема совпадает с комплексной диаграммой направленности в режиме передачи:( 4.3)FПР  ,   F  , .Это утверждение следует из принципа взаимности и доказывается в п.4.2. Таким образом, основные характеристики направленности такие, как диаграмма направленности, а следовательно, коэффициент направленного действия и коэффициент усиления для приемной антенны без невзаимных элементов совпадают с аналогичными характеристиками направленности при работе этой антенны в режиме передачи.Важнейшим параметром приемной антенны, которым обычно неинтересуются при работе антенны в режиме передачи, является ее шумовая температура Та, измеряемая в Кельвинах.Шумовая температура характеризует мощность шумов на входе приемной антенны, возникающих в полосе частот f , при отсутствии полезногосигнала:PШ  kT f ,( 4.4)где k  1,38 1023 Вт  Гц К  - постоянная Больцмана.Шумы, возникающие на входе антенны, складываются из внутренних ивнешних шумов.