готовая шпора 2 (Шпоры по Созинову), страница 3

R₃ = R₁, R₄ = R₂  U_ВЫХ = -(R₂/R₁)(U_ВХ1 – U_ВХ2)

R_ВХ по инвертирующему входу r_ВХ1 = R₁.

R_ВХ по неинвертирующему входу r_ВХ2 = R₃ + R₄, т.е. r_ВХ2 > r_ВХ1 (≠).

Это нарушает сим­метрию Ус.

Еще одним недостаток: работа операц. Ус. при больших синфазных U-ях.

-ют схемы дифф. Ус., сво­бодные от указанных недостатков схемы рис. 8, но они содержат 2 или 3 операц. Ус.

1 8. Интегрирующий и дифференцирующий усилители на ОУ.

Р ассмотрим идеальный интегрирующий усилитель.

По первому закону Кирх­гофа:

Инвертирующий вход будет точкой виртуаль­ного нуля (неинверти­рующий вход операц. усилителя имеет нулевой по­тенциал) 

После интегрирования уравнения получим:

 схема осуществляет матема­тическую операцию интегрирования.

Т .к. амплитудно-частотная хар-ка интегрирующе­го усилителя имеет завал в области высоких частот, то он устойчив к самовозбуждению.

Рассмотрим идеальный дифференцирующий усилитель.

По первому закону Кирхгофа: i_ВХ + i_ОС = 0.

Т.к. инвертирующий вход будет точкой виртуального нуля:



 схема математической операцию дифференцирования.

Недостатки дифференцирующего усилите­ля на практике:

склонность к самовозбуждению  подъема амплитудно-частотной хар-ки в области высоких частот.

В обеих схемах в цепи неинвертирующего входа м.б. включен компенсирующий резистор, сопротивление ко­торого R_K = R.

1 9. Однотактный УМ на биполярных тр-рах.

Однотактный УМ на транзисторе с ОЭ и резистивной нагрузкой в коллекторной цепи.

Транзистор должен работать в режиме класса А. Положение рабочей точки выбирается близким к середине НП. Усилители мощности часто питаются от двухполярных источников.

Е_К = 2 Е_ПU_ОК = Е_П .

Применение двухполярного источника питания позволяет подключить нагрузку непосредственно к выходу усилителя без разделительных элементов. Т.о. исключается влияние С_Р2 .на частотные искажения и исключается сама емкость С_Р2 , которая при низкоомной нагрузке требуется значительной величины и габаритов. При таком подключении R_Н усилитель может усиливать и сигналы постоянного тока.

2 2. Работа биполярного тр-ра в ключевом режиме.

О сновой схем импульсной и цифровой техники является транзисторный ключ, т.е. каскад на транзисторе, работающем в двух режимах: насыщенный (ключ открыт) и отсечки (ключ закрыт). Транзисторный ключ может быть построен по схемам с ОБ, ОЭ и ОК, однако, наибольшее распространение нашел ключ по схеме с ОЭ. Его схема с транзистором p-n-p-типа и выходные хар-и с линией нагрузки имеют вид:

Линия нагр. а-б опис.я уравнением: . А точки ее пересечения с ВАХ тр. опр. напряжение на элементах и ток в вых. цепи. Рассм. режим отсечки тр. Это есть режим запертого сост., осуществляется подачей на его вход напр. «+» полярности (U_BX > 0. На рисунке а без скобок). При этом эм. переход тр. запирается и его I_Э = 0, а через рез. R_K и R_Б протекает обратный тепловой ток кол. перехода I_K0. этому реж. на ВАХ соотв. точка M_З (рис. б).

Знач. тока I_K0 явл. параметром режима отсечки. Чем он меньше, тем лучше. Вел. запирающего напр. U_BX⁺ выбирают из усл., чтобы при протекании I_K0 через R_Б вып. соотн.: (1). Рассмотрим режим насыщения тр. (откр. сост.). Он достиг. подачей на вход тр. напр. прот. полярности (U_BX < 0, на рис. а в скобках) и заданием опр. величины I_Б. Этому режиму на ВАХ соответствует точка М₀. при увел. отпир. I_Б (от нулевого значения) раб. точка из положения М_З будет перем. вверх по линии нагрузки, I_К расти, а напр. U_КЭ – уменьш. До нек. вел. (I_{Б нас}) будет сохр. проп. связь между I_К и I_Б : (2),

где - стат. или усредн. коэф. перед. тока тр. в схеме с ОЭ (а не диф. , хар-ий режим малого сигнала). Полному откр. тр. при i_Б = I_{Б нас} соотв. точка М₀ на ВАХ. При этом через него и через рези. R_К прот. ток: (3),

где U_{КЭ нас} падение напр. на откр. и насыщ. тр. Это напр. в зав. от типа тр. лежит в пред. от 50млВ до 1В, поэтому можно считать, что: (4).

Отсюда I_Б, при кот. тр. полн. открыт и насыщен: (5).

П ри дальн. увел. I_Б остат. напр. U_{КЭ нас} ост. практ. неизм., т.к. все кол. хар-ки при I_Б > I_{Б нас} прох. через точку М₀. Режим раб. откр. тр. при i_Б > I_{Б нас} наз. насыщенным, а отн. S = I_Б / I_{Б нас} – коэф. насыщ. тр. В реж. нас. тр. устойчив к возд. вх. помех и изм. коэф. , напр., с темп. коэф. насыщения в связи с этим выбир. в пред. от 1,5 до 3.

2 4. Усилители постоянного тока (УПТ).

УПТ предн. для усиления медленно изм. во времени сигналов, частота кот. м/б близка к нулю. Поэтому в УПТ связь м/у каскадами осущ. непоср. или эл-ми, обеспечивающими связь по пост. току. АЧХ (амплитудно-частотная хар-ка) УПТ имеет вид:

О тсутствие в УПТ разд. конд. или трансформаторов прив. к тому, что все изм. пост. напр. на вых. одного каскада, воспр. и усил. всеми послед. каскадами. В рез. внеш. или внут. фактор, вызывающий изм. пост. пот. на входе усил., может создать на его выходе эффект равноценный действию пол. сигнала. Самопр. откл. напр. на вых. усил. от нач. знач. наз. дрейфом усилителя. Причины дрейфа усил.: 1. нестабильность напр. ист. питания; 2. темп. и временная нестаб. пар. тр. и рез.; 3. НЧ шумы и помехи. Опр. величины дрейфа производится при закороченном входе УПТ путем измерения изм. ∆U_{вых дрейфа}, за опр. пром. времени. Для сравн. разл. усил. используется понятие приведенного дрейфа ℮_др=∆U_{вых др}/К_u, где К_u – коэф. усил. УПТ. Вел. ℮_др ограничивает чувствительность УПТ, т.к. min вх. сигнал усил. должен быть > ℮_др. Схема двухкаскадного однотактного УПТ имеет вид:

Тр-ры в усил-ле включены по схеме с ОЭ, а кол. и базы тр. соседних каскадов соединены непосредственно. Для выравнивания потенциала кол. VT1 и базы VT2 в цепь эм. VT2 включен резистор К_э2. Одновременно рез-ры R_э1 и R_э2 осущ-ют термостабилизацию начального режима каскадов усил.

Источник U_{комп.вх} необходим для того, чтобы при ℮_др=0, U_бп1 соответ-но требуемому значению напряж-я в режиме покоя и тока ч/з источник сигнала были =0. Нагрузка R_н включена м/у кол. VT2 и ср. точкой делителя R3, R4. Это необх. для того, чтобы U_н было =0, при ℮_др=0. Коэф. усил. по напр. R_к||r_вх≈R_к, r_вх>>R_г. K_U1≈βe₁[R_к1||r_вх2/r_вх1]≈βe₁•R_к1/βe₁•R_э1=R_к1/R_э1. K_U2≈βe₂[R_к2||(R_н+R₃||R₄)]/r_вх2 ≈ [R_к||(R_н+R₃||R₄)]/R_э2≈(R_к2||R_н)/R_э2 при усл. R_н>>R₃||R₄. K_u=K_u1•K_u2 = R_к1/R_э1•(R_к2||R_н)/R_э2. С ростом числа каскадов, пот. базы от каскада к каскаду становится более отр., поэтому R_э необх-мо увеличивать, а R_к – уменьш. Это приводит к умен. коэф. усиления каскада с увеличением его номера. Поэтому и из-за темп. дрейфа получение больших К_u в однотактных УПТ затруднено