62273 (694945), страница 3

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 3)

Ниже приведена таблица параметров, реагирующих на воздействие ИИ для некоторых усилителей.

Из представленного материала, подтверждае­мого многочисленными экспериментами, следует, что напряжение смещения нуля, определяемое как приведенное к входу выходное напряжение не яв­ляется информативным параметром при опреде­лении уровня бессбойной работы ИОУ при воз­действии импульсных спецфакторов. Более ин­формативным показателем стойкости ИОУ при воздействии ИИИ является время потери работоспособности (ВПР), определяемое по уменьшению отклонения выходного напряже­ния до заданного уровня.

Выбор общего критерия работоспособности для определения УБР и ВПР, отражающего спо­собность ИОУ усиливать сигнал с заданной точ­ностью, можно осуществить только условно без привязки к конкретному применению ИОУ. Пря­мая оценка по наихудшему случаю (например включение ИОУ без ОС) также неинформатив­на, так как при этом получаются заведомо завы­шенные значения ВПР. Однако предварительные оценки показывают, что в этом случае возможен пересчет полученных значений ВПР к конкрет­ной схеме включения.

Проектирование радиационно-стойких ИОУ.

На этапе проектирования проблему повыше­ния радиационной стойкости аппаратуры наибо­лее эффективно можно решить соответствую­щим выбором способа коррекции переходных и частотных характеристик усилителя. Наи­лучшие результаты получаются при включении быстродействующего канала (см.рис.3) параллельно наибо­лее инерционному каскаду интегрального операци­онного усилителя, а наихудшие результаты при коррекции интегрирующим конденсатором С_кор, подключаемым между выходом и входом каскада промежуточного усилителя в микросхеме.

Р ис.3. Аналоговое устройство на АИМС с параллельным бы­стродействующим каналом:

а - структурная схема;

б - схема замещения

Включение быстродействующего канала при определенных условиях существенно повышает быстродействие интегрального операционного усилителя и, соответственно, частоту единичного усиления f_1ис. Это позволяет, используя низкочастотную микросхему с повышенной радиационной стойкостью, спроектировать быстродействую­щий усилитель, способный работать нормально при заметно большем уровне ионизирующего из­лучения. Этот способ коррекции одновременно позволяет на порядок и более сократить продол­жительность ВПР усилителя. Реализация этого способа коррекции возможно только у интегрального операционно­го усилителя с дополнительными выводами для подключения корректирующего конденсатора (как, например микросхема LM101A и ее аналог 153УД2). При этом быстродействующий канал, подключаемый к указанным выводам, строят на дискретных элементах. Указанными особеннос­тями реализации объясняется ограниченное при­менение этого способа коррекции.

Включение корректирующего конденсатора С_кор, во-первых, приводит к уменьшению импульс­ной добротности интегрального операционного усилителя в (1 + С_кор/С_ис)^1/2 раз и, соответственно ча­стоты единичного усиления f _1кор. При этом прихо­дится использовать более высокочастотные мик­росхемы, которые, как правило, обладают мень­шей радиационной стойкостью. Во-вторых, оно сопровождается заметным увеличением коэффи­циента передаточной функции интегрального операционного усилителя

b_1кор = С_корR_кор.эк + b_1ис величиной которого лимитируется (для предот­вращения перегрузки по входу) наибольшая амп­литуда выходного напряжения усилителя.

Кроме этого происходит увеличение ВПР в b_1кор / b_1ис раз (причем часто _1кор / b_1ис > 10) Возрастает амп­литуда отклонения выходного напряжения при ИИИ. Необхо­димо учитывать еще один недостаток коррекции интегрирующим конденсатором, заключающим­ся в следующем. Если из-за радиационного воз­действия сопротивление R_кор.эк уменьшается на­столько, что оно становится меньше R_кор.эк < (b_2исF)^1/2/C_ис, то выбранная микросхема оказывается непригод­ной для обеспечения заданного усиления К_u с тре­буемым быстродействием. При этом требу­ется выбирать более высокочастотный интег­ральный операционный усилитель (независимо от того коррекция внутренняя или внешняя).

Наиболее простым и, одновременно, достаточно эффективным способом коррекции является вклю­чение в канал обратной связи резистивно-емкостной цепи (см. рис.4).

Э тот способ коррекции ли­шен тех недостатков, свойственных коррекции по­средством С_кор, и по своей эффективности уступает только коррекции включением быстродействую­щего канала. Коррекция резистивно-емкостной це­пью особенно эффективно в усилителях на трансимпедансных ИОУ.

В настоящее время большинство ИОУ выпускаются с внут­ренней коррекцией, в которых С_кор обеспечивает нормальную работу микросхемы с обратной свя­зью при коэффициенте усиления К_и, не меньше указанном в справочнике значения (К_и = 1;2;5;10). При радиационном воздействии эффективность влияния С_кор ослабляется из-за уменьшения R_кор._эк, что необходимо учитывать при проектировании усилителей, ориентируясь на большее значение К_и и, соответственно, меньшую глубину обратной связи, с тем, чтобы исключить возможность само­возбуждения ИОУ.

Отметим, что и в ИОУ с внутренней коррекцией целесооб­разно включение в канал обратной связи резис­тивно-емкостной цепи, которая позволяет до неко­торой степени исправить недостатки, обусловлен­ные внутренней коррекцией. Такой подход просто необходим при использовании трансимпедансных усилителей с внутренней коррекцией.

Следующий вопрос, требующий решения на этапе схемотехнического синтеза, это - выбор ви­да обратной связи. Выбор ОС по на­пряжению или по току решается в зависимости от назначения усилителя. В выходных усилителях, предназначенных для формирования импульсных сигналов с крутыми перепадами в высокоомной нагрузке с емкостной реакцией, лучшие результаты получаются при обратной связи по напряжения. В усилителях с токо­вым выходом, формирующих мощные им­пульсы тока с крутыми перепадами в низкоомной нагрузке с индуктивной реакцией, включают об­ратную связь по току.

Выбор последовательной ОС или параллельной однозначно решается в пользу пер­вой из них по следующим причинам. Во-первых, при заданной глубине обратной связи F схема с последовательной обратной связью обеспечивает усиление на единицу больше, чем при параллель­ной обратной связи. В этом нетрудно убедиться, рассматривая приближенные формулы, опреде­ляющие коэффициенты усиления:

K_unoc 1+R₁/R₂ и K_unoc 1+R₁/R_д (*) где R_l и R₂ - сопротивления резисторов в каналах обратной связи; R_д - выходное сопротивление датчика, напряжение которого усиливается. Из анализа соотношений (*) следует второй недостаток параллельной обратной связи, связан­ный с отклонением коэффициента усиления от номинальной величины, которое происходит из-за изменения сопротивления датчика R_д.

K_u/K_u = R₁/ R₁ – R₂/ R₂

Это особенно опасно в аппаратуре, предназначен­ной для работы в длительное время в условиях ра­диационного воздействия, когда требуется уста­новить деградацию параметров элементов схемы в зависимости от времени регистрации выходного напряжения усилителя. Что касается влияния из­менений сопротивлений резисторов R₁ и R₂, то при соответствующем выборе резисторов (напри­мер, пленочные резисторы) можно существенно уменьшить их рассогласующее действие при ра­диационном воздействии. В-третьих, так же как деградация сопротивлений R_д, R₁ R₂ влияет на точность усиления в области средних частот, из­менение емкостей С_Д, С₁ С₂, под воздействи­ем радиации приводит к отклонению выброса на вершине импульса или неравномерности АЧХ от номинальной величины, причем если в схеме с по­следовательной обратной связью отклонения С₁ и С₂ можно существенно уменьшить, то деграда­ция С_Д определяется видом датчика.

В-четвертых, в схеме с параллельной ОС имеется всего две степени свободы (С₁ и R₁), тогда как при последовательной обратной связи их четыре: R₁ С₁ R₂, С₂. Это существенное преимущество вообще, а в схемах, работающих при спецвоздействиях - в особенности, так как эти степени свободы позволяют проводить пара­метрическую оптимизацию схемы, обеспечивая тем самым значительное улучшение характерис­тик усилителя в области малых времен или выс­ших частот.

Преимущества последовательной обратной связи особенно ярко проявляются в предусилителях с противошумовой коррекцией и зарядо-чувствительных усилителях на малошумящих ин­тегральных операционных усилителях.

Насколько эффективны рекомендуемые спосо­бы улучшения сигнальных характеристик усили­телей, предназначенных для длительной эксплуа­тации в условиях стационарного радиационного воздействия, можно иллюстрировать на примере импульсного усилителя с коэффициентном усиле­ния К_и = 10 на микросхеме 153УД2. Чтобы исклю­чить самовозбуждение схемы потребовалось уве­личить емкость корректирующего конденсатора (С_кор = 70 пФ) и ограничить значение коэффици­ента d2 (F - глубина OC). При этом время нарастания фронта переходной характеристики t_н = 0.7 мкс при выбросе на вершине импульса 1 = 4.3%.

При реализации такого усилителя с коррекци­ей RC-цепью (см. рис.4) время нарастания фронта удалось уменьшить в 5.4 раза, т.е. оно ста­ло равным 0.13 мкс при выбросе = 2.9%.

Проверка на импульсные перегрузки по вход­ной цепи, лимитирующие наибольшую амплиту­ду выходного импульса U_выхтиб, показала, что в схеме с С_кор U_вьшпнб < 170мВ, тогда как примене­ние RC'-цепи позволило увеличить U_выxmn6 в 8 раз, т.е. воспроизводить импульсы с крутыми перепа­дами наибольшей амплитудой U_ъыхтнб = 1.35В!

Чтобы можно было реализовать усилитель с К_и= 10; t_н = 0.13 мкс применением коррекции инте­грирующим конденсатором С_кор, то надо было ис­пользовать интегральные операционные усилители с частотой единичного усиления f_1ис = 38 МГц, т.е. в 5.4 раза большей f_1ис, чем у 153УД2. При этом на­ибольшую амплитуду U_{выхотнб} все равно не удается увеличить до уровня 1.35В. Учитывая, что более высокочастотная схема, как правило, менее радиационно-стойкая, то достоинства радиационных средств - очевидны! Аналогичные результаты получены и в широ­кополосных усилителях.

Характеристики

Список файлов реферата